ＬＭ２９１７（タコメータ回路ＩＣ）の解析

ライター：mpcsp079さん（最終更新日時:2016/5/21）投稿日：2014/11/18
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　　ＬＭ２９１７の動作を調べた

■ことの起こり、質問

http://detail.chiebukuro.yahoo.co.jp/qa/question_detail/q14138277169

LM2917について、度々たびすいません！
少しですがデータシートの内容が理解できてきました。

(恥ずかしいところですが、freq=RPMと勘違いしていたので、理解するのに非常に時間をかけましたw)
http://www.ti.com/lit/ds/slfs011a/slfs011a.pdf
質問 A) 今までに質問していた回路では、比較的LEDゲージ向けなもので、精度を上げるには、基本的にC1を低め、R1を大きめに設計したほうが望ましいのですか？
質問 B) fmaxの許容する範囲で、Vrippleを減少させるためにC2のキャパシタの値を増やしても大丈夫でしょうか？
http://yahoo.jp/box/zliE5H
之で合っているのかわかりませんが、計算用のシートをCalcで作ってみました

http://detail.chiebukuro.yahoo.co.jp/qa/question_detail/q14138277169

ＩＣデータシート

http://www.ti.com/lit/an/snaa088/snaa088.pdf#search='lm2907+chagepump'

http://www.ti.com/lit/ds/slfs011a/slfs011a.pdf

■ＬＭ２９１７の使い方

　　　　　　　　　図１　ＬＭ２９１７の使用例

３ｐｉｎの電圧ＶＯは、

VO ＝ VCC • f • C1 • R1 　　　－－－（ａ１）

これは下の解説で証明される。－－＞（６）式

Vripple ＝（VCC／2）（C1／C2）(1ー VCC＊ f＊ C1／200μＡ）　－－（ａ２）

• • • • ) volts peak-to-peak

データシートは間違いで、２００－－＞２００μＡ

下解説図６参照ず

図６で

２ｔ＝Ｔ

になったとき、リップルはなくなる。（１）式より

ｔ＝C１＊V／I　

Ｉ＝２００μＡ

Ｖ＝Ｖｃｃ／２

下の(１)式より、

２ｔ＝C１＊（Ｖｃｃ）／２００μＡ　　

また、

Ｔ＝１／ｆ

よって、

C１＊（Ｖｃｃ）／２００μＡ＝１／ｆ

のとき、リップルは＝０となる。

これで、（ａ２）式がわかる。

　　ここから、２ｔ＝Ｔになる点でＶＯが頭打ちになることが、図６からわかる。

　　つまり、

１／Ｔｍｉｎ＝fmax ＝Icap／（C1 ＊VCC）　hertz
where:
Icap is typically 200 μＡ,
C1 is in farads, and
VCC is in volts.

ここで、

http://www.ti.com/lit/ds/slfs011a/slfs011a.pdf

では、

Icap is typically 200 μAになっている。２００μＡが正しい。たのところでは、２００、２００ｍＡとなっているが、間違いである。

これが、２ｔ＝Ｔとなる点で、これ以上の周波数は測れない。

■設計手順

fmax ＝Icap／（C1 ＊VCC）　

からＣ１が決まる。Ｃ１の最大値Ｃ１ｍａｘは、

Ｃ１ｍａｘ＝Icap／（ｆｍａｘ＊VCC）　

Icap＝２００μA

Ｃ１はこれ以下にする。

下の(１){式より、

２t ＝C１＊Vｃｃ／２００μＡ

であるので、２ｔが大きいほどリップルは小さくなる。つまり、Ｃ１をＣ１ｍａｘにしたときにリップルは最小にできる。　Ｃ１＝Ｃ１ｍａｘにすべきである。　

さらに、

VO ＝ VCC • f • C1 • R1

から、

ｆ０の時のＶＯをＶＯ０としたければ、

VＯ０＝ VCC • f０ • C1 • R1

Ｒ１＝VＯ０／（ VCC • f０ • C1）

Ｃ２はＶＯの遅れ可能時間をＴｄとすれば、

Ｒ１＊Ｃ２＜Ｔｄ

になるようにする。

リップルはこれで決まってしまう。低回転になるほどリップルは大きくなる。

■ＬＭ２９１７の詳細

　　　　　　　図２　ＬＭ２９１７ブロック図

　　全体回路を図３にしめす。

　　　　　　　　　　　　図３　ＬＭ２９１７全体回路

　　チャージポンプ部分を図４に示す。

　　　　　　　　　　図４　ＬＭ２９１７、アンプ、チャージポンプ部分

　　　　　　　　　　図５－１　ヒステリシスコンパレータ

　　　　　　　　図５－２　　チャージポンプ部

■解説　Input Hysteresis Amplifier
The equivalent schematic diagram is shown in Figure 2. Q1through Q11 comprise the input hysteresis amplifier. Q1through Q4 comprise an input differential amplifier which, byvirtue of PNP level shifting, enables the circuit to operate　with signals referenced to ground. Q7, Q8, D4, and D5 comprise　an active load with positive feedback. This load behaves　as a bi-stable flip-flop which may be set or reset depending　upon the currents supplied from Q2 and Q3. Consider　the situation where Q2 and Q3 are conducting equally,　i.e. the input differential voltage is zero. Assuming Q7 to be　conducting, it will be noted that the current from Q3 will be　drawn by Q7 and Q8 will be in the ``OFF'' state. This allows　the current from Q2 to drive Q7 in parallel with D4 and a　small resistor. D4 and Q7 are identical geometry devices, so　that the resistor causes Q7 to be biased at a higher level　than D4. Thus Q7 will be able to conduct more current than
Q3 provides. In order to reverse the state of Q7 and Q8, it　will be necessary to reduce the current from Q2 below that　provided by Q3 by an amount which is established by R1.

It　can be shown that this requires a differential input to Q1 and　Q4, of approximately 15mV. Since the circuit is symmetrical,　the threshold voltage to reverse the state is 15 mV in the　other direction. Thus the input amplifier has built-in hysteresis　at g15 mV. This provides clean switching where noise　may be present on the input signal, and allows total rejection　of noise below this amplitude where there is no input　signal.

■アンプ解説の訳

　　図４でＱ１からＱ１１まではインプットヒステリシスアンプである。Ｑ１からＱ４までは差動アンプで、レベルシフトもしている。Ｑ７，Ｑ８，Ｄ４，Ｄ５は正の帰還による能動負荷である。この負荷は２安定のフリップフロップとなる。Ｑ２，Ｑ３からの電流によりセット、リセットされる。

　　Ｑ２，Ｑ３が同じ導通であるときを考える。ゆえにＩＮ差動電圧は＝０である。Ｑ７が導通であるとすると、Ｑ３からの電流はＱ７に流れ、Ｑ８はＯＦＦになる。

　　これは、Ｄ４と小抵抗と並列なＱ２からの電流がＱ７をドライブすることを許す。抵抗がＤ４とＱ７はＤ４より高いレベルでＱ７がバイアスされるように、理想的寸法である。このためＱ７はＱ３より多くの電流を流すことができる。Ｑ７，８の状態を反転させるために、Ｒ１とＱ３によるＱ２からの電流を減らすことが必要である。

　　Ｑ１，Ｑ４への差動インプットが１５ｍＶであることは示される。回路が対称であるから、反転させる閾値電圧は１５ｍＶである。それゆえ、インプットアンプは１５ｍＶのヒステリシスをもつ。このため、ノイズによるスイッチングを避けることができる

■解説Charge Pump
The charge pump is composed of Q12 through Q32. R4, R5,and R6 provide reference voltages equal to 1/4 and 3/4 of　supply voltage to Q12 and Q13. When Q10 turns ``ON'' or　``OFF,'' the base voltage at Q16 changes by an amount　

equal to the voltage across R5, that is 1/2 VCC. A capacitor　connected

between Pin 2 and ground is either charged by　Q21 or discharged by Q22

until its voltage matches that on　the base of Q16. When the voltage on Q16

base goes low,　Q16 turns ``ON,'' which results in Q18 and Q26 turning on,　

which causes the current, sourced by Q19 and Q20, to be　shunted to ground. TＴhus Q21 is unable to charge pin 2.　Meanwhile, Q27 and Q30 are turned off

permitting the　200 mA sourced by Q28 and Q29 to enter the emitters of　Q31 and Q32 respectively. The current from Q31 is mirrored　by Q22 through Q24

resulting in a 200 mA discharge current　through pin 2. The external capacitor on pin 2 is thus discharged　at a constant rate until it reaches the new base　

voltage on Q16. The time taken for this discharge to occur is　given by:

t ＝C１＊V／I　　　　－－(1)
where C１＝ capacitor on pin 2
V ＝ change in voltage on Q16 base
I ＝ current in Q22

During this time, Q32 sources an identical current into pin 3.　A capacitor

connected to pin 3 will thus be charged by the　same current for the same

amount of time as pin 2. When　the base voltage on Q16 goes high, Q18 and Q26 are　turned off while Q27 and Q30 are turned ``ON.'' In these　conditions, Q21 and Q25 provide the currents to charge the　capacitors on pins 2 and 3

respectively.

Thus the charge　required to return the capacitor on pin 2 to the high level　voltage is duplicated and used to charge the capacitor connected　

to pin 3. Thus in one cycle of input the capacitor on　pin 3 gets charged twice

with a charge of C１＊V.
Thus the total charge pumped into the capacitor on pin 3　per cycle is:

Q ＝ 2 C１＊V　　　　　　　　　　　　　　－－ (2)
Now, since 　V ＝VCC/2
then 　　　　　Q ＝C１＊VCC　　　　　　－－ (3)

A resistor connected between pin 3 and ground causes a　discharge of the

capacitor on pin 3, where the total charge　drained per cycle of input signal is

equal to:

Q1＝V3 ＊T／Ｒ１
where V3 ＝ the average voltage on pin 3
T ＝ period of input signal
R１＝ resistor connected to pin 3
In equilibrium　 Q ＝ Q1

i.e., C＊VCC ＝V3＊ T／R１　　　　　　　　ーー(4)
ａｎｄ　　V3 ＝ VCC ＊R１＊C１／T　　　　　－－ (5)
or 　　　V3 ＝VCC ＊ R１＊ C１＊f 　　　－－(6)
where f e input frequency

■チャージポンプ部の訳

　　チャージポンプ回路はＱ１２からＱ３２で構成されている。Ｒ４，Ｒ５、Ｒ６はＱ１２，Ｑ１３に供給する電源電圧の１／４、３／４の電圧を作る。Ｑ１０がＯＮかＯＦＦに変化したとき、Ｑ１６のベース電圧はＲ５の電圧に等しい値により変化する。それはＶｃｃ／２である。２ピンとＧＮＤ間につながれたキャパシタは、その電圧がＱ１６のベース電圧になるまで、Ｑ２１により充電され、Ｑ２２により放電される。.

　　Ｑ１６のベースが低くなったとき、Ｑ１６はＯＮになる。そのため、Ｑ１８，Ｑ２６はＯＮに変化する。これは、ＧＮＤに電流が逃がされるから、Ｑ１９，Ｑ２０により送られている電流を変える。このためＱ２１は２ピンを充電できない。他方、Ｑ２７，Ｑ３０はＯＦＦされ、Ｑ３１，Ｑ３２のエミッタには、Ｑ２８，Ｑ２９の電流２００ｍＡが流される。このＱ３１からの電流は、Ｑ２４、Ｑ２２の電流ミラーにより２ピンの２００ｍＡの放電電流となる。２ピンにつながれたキャパシタは一定レートでＱ１６の新しいベース電圧に到達するまで放電していく。この時間は次になる。

t ＝C１＊V／I　　　　－－(1)
where C１＝ capacitor on pin 2
V ＝ change in voltage on Q16 base
I ＝ current in Q22（＝２００μＡ）

　　この時間の間、Ｑ３２は３ピンへ電流を流しこむ。３ピンにつながれるキャパシタは２ピン同じ時間、同じ電流で充電される。Ｑ１６のベース電圧がハイになると、Ｑ１８，Ｑ２６は、Ｑ２７，Ｑ３０がＯＮに変わる間、ＯＦＦに変わる。Ｑ２１，Ｑ２５は２，３ピンのキャパシタを充電する電流を作る。

２ピンのキャパシタをハイレベル電圧に戻すための電荷は複製され、３ピンにつながれたキャパシタを充電するのに使われる。インプットの１サイクルで３ピンのキャパシタはＣ＊Ｖの電荷の２倍となる。３ピンのキャパシタに１サイクル当たり送られる全電荷は

Q ＝ 2 C１＊V　　　　　　－－ (2)
Now, since　 V ＝VCC/2
then 　　　　　Q ＝C１＊VCC　　　　　－－ (3)

３ピンとＧＮＤ間につながれた抵抗（Ｒ１）は３ピンのキャパシタを放電させる。ここで１サイクルあたりの全放電電荷は、

Q1＝V3 ＊T／Ｒ１
where

V3 ＝the average voltage on pin 3
T ＝ period of input signal
R１＝ resistor connected to pin 3
In equilibrium　 Q ＝ Q1

i.e.　　,　 C１＊VCC ＝V3＊ T／R１　　　ーー(4)
ａｎｄ　　V3 ＝ VCC ＊R１＊C１／T　　－－ (5)
or 　　　V3 ＝VCC ＊ R１＊ C１＊f 　　　－－(6)
where f e input frequency

■Input Interface Circuits
The ground referenced input capability of the LM2907-8 allows
direct coupling to transformer inputs, or variable reluctance
pickups. Figure 5(a) illustrates this connection. In
many cases, the frequency signal must be obtained from
another circuit whose output may not go below ground. This
may be remedied by using ac coupling to the input of the
LM2907 as illustrated in Figure 5(b). This approach is very
suitable for use with phototransistors for optical pickups.
Noisy signal sources may be coupled as shown in Figure
5(c). The signal is bandpass filtered. This can be used, for
example, for tachometers operating from breakerpoints on a
conventional Kettering ignition system. Remember that the
minimum input signal required by the LM2907 is only 30
mVp-p, but this signal must be able to swing at least 15 mV
on either side of the inverting input. The maximum signal
which can be applied to the LM2907 input, is g28V. The
input bias current is a typically 100 nA. A path to ground
must be provided for this current through the source or by
other means as illustrated. With 14-pin package versions of
LM2907, LM2917, it is possible to bias the inverting input to
the tachometer as illustrated inFigure 5(d). This enables the
circuit to operate with input signals that do not go to ground,
but are referenced at higher voltages. Alternatively, this
method increases the noise immunity where large signal
levels are available but large noise signals on ground are
also present. To take full advantage of the common-mode
rejection of the input differential stage, a balanced bias configuration
must be provided. One such circuit is illustrated in
Figure 5(e). With this arrangement, the effective commonmode
rejection may be virtually infinite, owing to the input
hysteresis.