ライター：mpcsp079さん（最終更新日時:2016/5/11）投稿日：2016/5/8
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オペアンプＯＰＡＭＰＡＤ７９７の秘密
低歪、低ノイズのＡＤ７９７の構造。従来、低歪にするためには５５３２のように３ステージにして高ゲインにしていた。その弊害もあった。ＡＤ社では別な対策で低歪を実現した。２ステージなので過渡特性もいい。
http://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/AD797.pdf
図１ 等価回路
■理論
ＯＵＴ段に入る歪対策である。Ｄがバッファ段のゲインで≒１であるが、ここが歪む（変化する）とする。この対策である。図１において、ＣはＱ１２で駆動され、それにＱ６のＶｂｅが加わるから、
Ｂ＝Ａ
となる。Ｃｎに流れる電流は、
（Ｂ＊Ｄ－Ｂ）ｓＣｎ
であり、これがＶｉ＊ｇｍに加算され、ＢからＣｃに流れ電圧Ｂになる。これから、
ここで、
Ｃｃ＝Ｃｎ
とすれば、Ｄの影響がなくなり、
Ｖｏｕｔ＝Ｖｉ＊ｇｍ／（ｓＣｎ）
となり、Ｄの影響がなくなる。
■効果の確認
しかし、これは不可能であり、仮に、
（Ｃｃ－Ｃｎ）／Ｃｎ＝０．０２
であったとする。すると、
Ｖｏｕｔ＝Ｖｉ＊ｇｍ／（ｓＣｎ（１＋０，０２／Ｄ））
≒Ｖｉ＊ｇｍ（１－０，０２／Ｄ）／（ｓＣｎ）
ここで、Ｄが、
０．５～０．９
まで変化した、とすると、（１－０，０２／Ｄ）は、
０．９６～０．９８
の変動にとどまる。
ＬＭ３２４や５５３２など、従来のものはＯＵＴバッファ部分はコンデンサＮＦＢの外に出ているので、Ｄの変化はそのまま表れる。バッファをコンデンサＮＦＢの中に入れれば、こちらの方式でもＤの変化の影響はより小さくなると思うが・・・
図２ オープンループゲイン特性
■ハイゲインの理由
では、２ステージでどうしてゲインを上げられたのか？下の引用にあるようにトランジスタのペアとしての精度を上げたからである。それを図３に示す。Ｂの電圧でｉ１，２が変化しても、その差が変化しなければｉ３は変化しない。Ａ，Ｂ点はＱ１２の動作により等しくなっている。これにより、Ｑ３，４のＶＣＥは同じである。つまり、Ｑ３，４のコレクタ抵抗で食われる電流は同じになるから、ｉ１ａ，ｉ２ａはＱ３，４のコレクタでｉ１ｂ、ｉ２ｂになるが、その差は等しくなる。Ｑ５，６もペアマッチしていればｉ２ｂ＝ｉ２ｃになる。つまり、ｉ１ａとｉ２ａの差は正確にｉ１ｂとｉ２ｃの差としてＢ点に運ばれる。Ｃｃに流れ込む電流ｉ３はｉ１ｂ－ｉ２ｃなので、これはＢ点の電圧に無関係にｉ１ａ－ｉ２ａに等しくなる。このためＢ点は低周波まで高ゲインを保てる。つまり、ｉ３はアーリー効果の影響を受けない。
もし、Ｑ３，Ｑ４のペアマッチ不十分でＯＵＴ抵抗（Ｒ３，Ｒ４）が異なる場合をｋ考える。
Ｉｉｎ≜Ｉ１ａ－Ｉ２ａ
とする。
Ｉ１ｂ＝Ｉ１ａーＶＢ／Ｒ３
ｉ２ｃ＝Ｉ２ａーＶＢ／Ｒ４
Ｉｏ≜Ｉ１ｂ－Ｉ２ｃ＝Ｉｉｎ－ＶＢ（１／Ｒ３－１／Ｒ４）
負荷ＺＬで、
ＶＢ＝Ｉｏ＊ＺＬ＝Ｉｉｎ＊ＺＬ－ＺＬ＊ＶＢ（１／Ｒ３－１／Ｒ４）
ＶＢ（１－ＺＬ（１／Ｒ３－１／Ｒ４））＝Ｉｉｎ＊ＺＬ
ＶＢ＝Ｉｉｎ＊ＺＬ／（１－ＺＬ（１／Ｒ３－１／Ｒ４））
ＺＬ＝１／ｓＣｃで、
ＶＢ＝Ｉｉｎ／（ｓＣｃ）／（１－（１／ｓＣｃ）（１／Ｒ３－１／Ｒ４））
ＶＢ＝（Ｉｉｎ／Ｃｃ）／（ｓ－（１／Ｒ３－１／Ｒ４）／Ｃｃ）
ここで、
（１／ｓＣｃ）（１／Ｒ３－１／Ｒ４））＜＜１しかも正のとき、
ＶＢ≒Ｉｉｎ／（ｓＣｃ）
となる。これが実現できるかである？？？
これは難しい！危険である！
さらに、Ｃｎの効果も入れると、
となる。
この回路の実現、製造は曲芸である！！！
しかし、この方法でなく、単なるフォールテッドカスコードにＣｃを付けただけだと、アーリー効果により低域ゲインが大きくできない！
だが、まてよ・・・ｆ特が。
Ａ／（ｓ－ａ）
ａ＜０
の場合、閉ループ特性は、
（ Ａ／（ｓ－ａ））／（１＋Ａ／（ｓ－ａ））
＝Ａ／（ｓ－ａ＋Ａ）
Ａ＞＞ａ
であるから、ａは何でもいいのかもしれない。
図３ 高精度ペアマッチにおよるハイゲインの実現
■データシートからの引用
The architecture of the AD797 was developed to overcome inherent limitations in previous amplifier designs. Previous
precision amplifiers used three stages to ensure high open-loop gain (see Figure 31) at the expense of additional frequency com-
pensation components. Slew rate and settling performance are usually compromised, and dynamic performance is not adequate
beyond audio frequencies. As can be seen in Figure 31, the first stage gain is rolled off at high frequencies by the compensation network. Second stage noise and distortion then appears at the input and degrade performance. The AD797, on the other hand, uses a single ultrahigh gain stage to achieve dc as well as dynamic
precision. As shown in the simplified schematic (Figure 32),
Node A, Node B, and Node C track the input voltage, forcing the operating points of all pairs of devices in the signal path to match. By exploiting the inherent matching of devices fabricated on the same IC chip, high open-loop gain, CMRR, PSRR, and low
VOS are guaranteed by pairwise device matching (that is, NPN to NPN and PNP to PNP), not by an absolute parameter such as beta and the early voltage.
３ステージは５５３２などである。
３ステージ例
オペアンプ ＯＰＡＭＰ ＮＥ５５３２の回路図と回路解析
http://note.chiebukuro.yahoo.co.jp/detail/n130623
オペアンプ ＯＰＡＭＰ ＬＭ３１８ の回路図
http://note.chiebukuro.yahoo.co.jp/detail/n63348
This matching benefits not just dc precision, but, because it holds up dynamically, both distortion and settling time are also reduced. This single stage has a voltage gain of >5 × 106 and VOS < 80 μV,
while at the same time providing a THD + noise of less than −120 dB and true 16-bit settling in less than 800 ns.
The elimination of second-stage noise effects has the additional benefit of making the low noise of the AD797 (<0.9 nV/√Hz)
extend to beyond 1 MHz. This means new levels of perform-
ance for sampled data and imaging systems. All of this
performance as well as load drive in excess of 30 mA are made
possible by the Analog Devices, Inc., advanced complementary
bipolar (CB) process. Another unique feature of this circuit is that the addition of a
single capacitor, CN (see Figure 32), enables cancellation of distortion due to the output stage. This can best be explained by referring to a simplified representation of the AD797 using
idealized blocks for the different circuit elements (Figure 33). A single equation yields the open-loop transfer function of this amplifier; solving it at Node B yields
In Figure 33, the terms of Node A, which include the properties of the output stage, such as output impedance and distortion, cancel by simple subtraction. Therefore, the distortion cancellation does not affect the stability or frequency response of the amplifier. With only 500 μA of output stage bias, the AD797 delivers a 1 kHz
sine wave into 60 Ω at 7 V rms with only 1 ppm of distortion.
■従来の名器たち
① ＬＭ３２４
ＬＭ３２４
② ＮＥ５５３２
ＮＥ５５３２
③ ＬＭ３１８a880.jpg
ＬＭ３１８
④ ＬＴ１０２８
http://cds.linear.com/docs/en/datasheet/1028fd.pdf
ＬＴ１０２８
どうして、ＯＵＴバッファ部をコンデンサマイナーループから外したかと言えば、エミッタフォロワのバイアス電流の小ささからくるｆ特の問題であろう。この部分は大きなｆ特が要求されるから、バッファ部は含めるわけにはいかなかったのだろう。これを含めると、これを含むＣループの位相余裕が小さくなり、全体のｆ特が悪くなるためである。
