アポロ月着陸のうそ、逆噴射飛行の検討

ライター：mpcsp079さん（最終更新日時:2014/2/24）投稿日：2014/2/2    
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アポロ月着陸のうそ、逆噴射飛行の検討 

 　　アポロの着陸船が逆噴射着陸したとされているがそれは不可能だることの証明である。以下の実験では、燃焼室は重心の上部にあることが確かめられた。この状態においてこのような飛行は可能であるが、アポローイーグルにおいては、燃焼室は重心の下部に位置するのでこのような飛行は不可能である。

　　このような実験では、すべて燃焼室（上昇力作用点）は重心より上になっている。重心より下に燃焼室がある実験はないとみた。

       　　　図１　 https://www.youtube.com/watch?v=qxAQJt-_ypE 

   この映像の３６秒後を注目していただきたい。排気ノズルが左に傾き、船体の下が右に押され、船体が左に傾く。もし、推力の作用点、つまり燃焼室が重心より低い位置にあれば、ノズルをすぐさま右に傾けなければ、船体は左に回転してしまうだろう。ところが、その後はノズルそのままで船体は振り子のように振動しながら垂直に安定してしまう。まるで上部で釣り上げられているようである。これは、燃焼室が重心より上部にある証拠であり、アポロのイーグルとはまったく違う構造なのである。

　　　　　　　　　

 　　　　　　　　　　　　　　　　　図２　

　　　　　　　　　　　

　　　　　　　　　　　　　図３　ノズルを左に向ける

　　　　　　　　　

 　　　　　　　　図４　傾く　もし燃焼室が重心より下の場合、　　　　

　　　　　　　　　　　ノズルを右に向けなければ転倒してしまうが、

　　　　　　　　　　　まっすぐに戻しただけで図５のように振動しな

　　　　　　　　　　　がら垂直に復帰した！！！！

　　　　　　　　　　　　

 　　　　　　　　　　　　　　図５　振動しながら戻る

　

 　　　　　　　　　　　　　図６　並べてみた

　　　

　　　　　　　　　　　　　　　　図７　回転中心

　　図７より、回転中心が上部であることがわかる。回転中心は支持点、つまり力点、つまり燃焼室のあるところである。

　　つまり、燃焼室が重心の上部にあることが分かる。

　　これを、ロケット打ち上げでみてみると、図８の２分１９秒後の映像となる。船体の傾きに応じて、かなりの遅れをもって排気ノズルが制御されているのがわかる。ここでは、燃焼室が重心より下にあることは確かである。慣性モーメントが大きいので倒れる速度は遅い。 

                 図８　　https://www.youtube.com/watch?v=McbCwSW2moo

　　　　　　　　　　　　ロケット打ち上げ時の排気ノズル制御（２分１９秒注目）

　　　　　　　　

 　　　　　図９　２：３３の映像、左に傾いていく、まだノズルはまっすぐ

　　　　　　図１０　２：３７の映像、ノズルは右に傾き立て直そうとしている

　　　　　

                      　　図１１　推力作用点と重心　

　　　　　　　　　　　　この設定ならバランスはかってにとれてしまう 

　　　　　　　　　　　　ヘリコプターはこれ

　　          　図１２　https://www.youtube.com/watch?v=F0Lcsihhlss 

          アポロの着陸船　　　　　　　　　　　      

　

 　　　　　　図１３　イーグル、排気ガスがでていない、明らかに模型

　

　　　　　　　　　図１４　噴射予想、赤い炎が見えるはず。

ーー　アドバイス　－－

peg_51b_hjさん

　　回転中心がなんで作用点なんです？重心点だと思いますけど。

■回答

　　回転中心は支持点です。燃焼室が支持点です。自由に浮かんでいるわけはなく、燃焼室位置でぶら下げられているわけですから・・・

　　やじろべーはどこ中心に揺れますか？重心ではなく、支持点ですよね。

　　重心での回転は、支持されてない場合です。

•peg_51b_hjさん

　　作用点がなんで燃焼室になるんです？ノズルの位置だと思いますけど。 自動車の作用点はエンジンじゃなくてタイヤですよね？それと同じでは？

■回答

　　燃焼室です。そこからどんなに長く排気筒を伸ばしても、関係ありません。

　　自動車もエンジンですよ。発進時に、車体が傾くでしょ。あれはエンジンが回転によって駆動しているからです。作用点がタイヤであれば、車体が傾くわけありません。

ΔΣDAコンバータその１０ ＭＡＳＨ方式について

ライター：mpcsp079さん（最終更新日時:2016/4/29）投稿日：2016/4/18    
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 ΔΣDAコンバータ　ＭＡＳＨ方式について

⊿Σ方式のＤＡＣは３次以上で発散する。発振ではない。そこでＭＡＳＨが出てきた。１２８のＯＳで２次とＭＡＳＨ２次、３次を比較してみる。周波数は１ｋＨｚ

１）http://www.eit.lth.se/fileadmin/eit/courses/etin60/lectures/lec10.pdf#search='ΔΣ+ＤＡ'

２）

http://ameblo.jp/etsuo-okuda/entry-10478334894.html

3)１ｂｉｔＤＡＣへの長い道のり　～そして、その先 

http://www.geocities.co.jp/Milkyway/5457/dac.htm

　　　　　　　　　　図１　ＭＡＳＨ　⊿ΣＤＡＣ（資料（１）から）

　　ａ，ｂはマルチビットＤＡである。

　　　　　図２　３次ＭＡＳＨ　ＤＡＣ（資料（２）から）

■線形解析 

　　　　　　　　　　　図３　線形解析（１）の文献 

　　　　　　　　　　図４　こうかな？？？（２）の文献

　　図４で考えると、

　　ｖ１＝ｕ＋ｄ１（１－ｚ＾－１）

　　ｅ１＝ｖ１－ｄ１ーｖ１＝ーｄ１

　　ｖ２＝e1＋ｄ２（１－ｚ＾－１）

　　ｖ２’＝e1（１－ｚ＾－１）＋ｄ２（１－ｚ＾－１）＾２

　　　　＝ーｄ１（１－ｚ＾－１）＋ｄ２（１－ｚ＾－１）＾２

　　ｖ１＋ｖ２’＝ｕ＋ｄ２（１－ｚ＾－１）＾２

これは、２次のノイズシェイピングと同じである。

　　３次は図２で考えると、

　　ｖ１＝ｕ＋ｄ１（１－ｚ＾－１）

　　ｅ１＝ｖ１－ｄ１ーｖ１＝ーｄ１

　　ｖ２＝e1＋ｄ２（１－ｚ＾－１）＾２

　　ｖ２’＝e1（１－ｚ＾－１）＋ｄ２（１－ｚ＾－１）＾３

　　　　＝ーｄ１（１－ｚ＾－１）＋ｄ２（１－ｚ＾－１）＾３

　　ｖ１＋ｖ２’＝ｕ＋ｄ２（１－ｚ＾－１）＾３

■シミュレーション

　　　　　　　図５　シミュレーションした内容（１）の文献

　　　　　　　図６　こうかな？？？（２）の文献

■ ＭＡＳＨ２次

　　　図７　図６のＭＡＳＨ２次のみ（１６ビット最小値）

　　　　　図８　図６のＭＡＳＨ（１６ビット最小値＊２）

■２次のみ（ＭＡＳＨではない）

 　　　　図９

　　　　　図１０

■３次ＭＡＳＨ（図２のもの）

　　　　図１１

　　　　　図１２

 ２次とＭＡＳＨ２次は同じ結果になっていることがわかる。

ーーーープログラムＭAＳＨ２次ーーーーーーーーー

REM  MASH
REM 誤差に（１－ｚ＾－１）をかけて足す
REM ２次　44.1kHz 3次フィルタ10000Hz 最後をとる
REM s=100,cは３．６になる,
REM 128倍
REM IN小さくして分解能見る、ＷＩＮＤＯＷ変えた

DIM v(100000),c(100000),e(100000),u(100000)
DIM vv(100000),vvv(100000),vvvv(100000)
DIM v2(100000),c2(100000),e2(100000),u2(100000)
DIM vv2(100000),vvv2(100000),vvvv2(100000)
DIM v3(100000)

LET n=100000
LET t=1.77E-7
LET tt=0

REM Hz
LET f=1000

LET OM=2*PI*f

LET v(1)=0
LET c(1)=0
LET e(1)=0
LET v2(1)=0
LET c2(1)=0
LET e2(1)=0

LET m=10000000/f

LET MAX=0
LET z=2*1.53E-5

SET WINDOW 0,m,-z,z

FOR i=3 TO m
   LET tt=tt+t
   LET u(i)=(z/2)*SIN(tt*OM )
    
   LET c(i)=u(i)+e(i-1)
    
    
   REM-----------------
   LET s=100    
   IF c(i)>s THEN
      LET c(i)=s     
   ELSE       
   END IF
   IF c(i)<-s THEN
      LET c(i)=-s
   ELSE
   END IF   
   REM-----------------
   REM-----------------
   LET s=100    
   IF c2(i)>s THEN
      LET c2(i)=s     
   ELSE       
   END IF
   IF c2(i)<-s THEN
      LET c2(i)=-s
   ELSE
   END IF   
   REM-----------------
    
    
   REM-----------------------------------------
   REM-----------------------------------------
   LET w=1
   IF c(i)>0 THEN
      LET v(i)=w
   ELSE    
      LET v(i)=-w
   END IF  
   REM-------------
   LET e(i)=c(i)-v(i) 
   LET c2(i)=e(i)+e2(i-1) 
    
   REM-----------------------------------------
   LET w=1
   IF c2(i)>0 THEN
      LET v2(i)=w
   ELSE    
      LET v2(i)=-w
   END IF  
   REM-------------
   LET v3(i)=v2(i)-v2(i-1)
    
   LET e2(i)=c2(i)-v2(i) 
    
    
   REM-----------------
   LET w=10000000
   IF e(i)>w THEN
      LET e(i)=w    
   ELSE       
   END IF
   IF e(i)<-w THEN
      LET e(i)=-w
   ELSE
   END IF   
   REM-----------------
   REM-----------------
   LET w=10000000
   IF e2(i)>w THEN
      LET e2(i)=w    
   ELSE       
   END IF
   IF e2(i)<-w THEN
      LET e2(i)=-w
   ELSE
   END IF   
   REM-----------------
    
    
NEXT I

REM--------------------------------fiter---
LET a=2*PI*10000
FOR I=3 TO m
   LET vv(i)=(v(i)+v(i-1)-vv(i-1)*(1-2/(t*a)))/(2/(t*a)+1) 
NEXT i
FOR I=3 TO m
   LET vvv(i)=(vv(i)+vv(i-1)-vvv(i-1)*(1-2/(t*a)))/(2/(t*a)+1) 
NEXT i
FOR I=3 TO m
   LET vvvv(i)=(vvv(i)+vvv(i-1)-vvvv(i-1)*(1-2/(t*a)))/(2/(t*a)+1) 
NEXT i
REM---------------
REM--------------------------------fiter---
LET a=2*PI*10000
FOR I=3 TO m
   LET vv2(i)=(v3(i)+v3(i-1)-vv2(i-1)*(1-2/(t*a)))/(2/(t*a)+1) 
NEXT i
FOR I=3 TO m
   LET vvv2(i)=(vv2(i)+vv2(i-1)-vvv2(i-1)*(1-2/(t*a)))/(2/(t*a)+1) 
NEXT i
FOR I=3 TO m
   LET vvvv2(i)=(vvv2(i)+vvv2(i-1)-vvvv2(i-1)*(1-2/(t*a)))/(2/(t*a)+1) 
NEXT i
REM---------------

PLOT POINTS:0,0
FOR I=3 TO m
   PLOT LINES:  i, u(i);
   PLOT LINES:i+1,u(i);
NEXT I
REM--------------

PLOT POINTS:0,0
FOR I=3 TO m
   REM  PLOT LINES:  i, vvvv(i);
   REM  PLOT LINES:i+1,vvvv(i);
NEXT I
REM--------------

PLOT POINTS:0,0
FOR I=3 TO m

   PLOT LINES:  i, vvvv(i)+vvvv2(i);
   PLOT LINES:i+1,vvvv(i)+vvvv2(i);
   REM  PRINT c2(i)
NEXT I
REM--------------

REM PRINT
END

 
ーーーーーＭＡＳH３次ーーーーーー

変更点

LET e(i)=c(i)-v(i) 
   LET c2(i)=e(i)+e2(i-1) 
    
   LET c2(i)=e(i)-e2(i-2)+2*e2(i-1)
 

 
文献１２）は読みずらいので、ここに引用しておく

ーーーーー引用ーーーーーーーー

　　ＣＤに刻まれている信号が「１６ｂｉｔ」だという事はご存知ですね。　そして、ｆｓ（標本化周波数）が４４．１ＫＨｚという事も。 

　　１６ｂｉｔというのは量子化分解能です。１６桁の０と１、即ち１６桁の２進数、約６万５千段階です。 音楽信号の連続して変化する波形を４４．１ＫＨｚでサンプリングします。つまり１秒を４４１００分割して、分割した１パートの範囲内では「変化して いない」とみなしてしまうのです。　 

　　本来電圧値は時間によって変化するので、アナログ的には時間（ｔ）の関数 として捉えますが、デジタル処理では連続したものは扱えませんので、離散的なデータに変換します。これが「標本化」（サンプリング）です。各標本は「 時間の関数」ではなく単純な「量」です。　 

　　更にその「量」もまた、もともとはアナログ量（どんな値でもアリ）なんで すが、最大値と最小値を決めて、その間を６万５千段階に区切って、そのどれかのうち最も近い値（最初は単純に端数切り捨てか切り上げでしたが、最近は もうちょっと賢い処理をしています）を選びます。これが量子化（クォンタイズ）です。電圧値もまた連続量ではなく、離散的な値になります。 　 

　　時間軸方向にｆｓを限りなく上げ、電圧値方向にはｂｉｔ数を限りなく増やせば「離散」ではありますが「連続」と区別できなくなります。数学で言うと ころの「極限」は「アナログと同じ」です。でも実際には家庭で購入出来る価格でなければ意味がないので、その範囲で限界がありました。その値が４４． １ＫＨｚであり１６ｂｉｔだったのです。 

　　時間方向には４４．１ＫＨｚ、電圧値方向には１６ｂｉｔ。この「細かさ」が「充分」かどうかは当時から議論の的でした。さてお気付きでしょうか。ＣＤに刻まれた信号はそもそも「階段上の波形」なのだという事に。このギザギザが「量子化ノイズ」です。このノイズは凄く 大きなエネルギーを持っていますが、幸いな事に信号（２０ＫＨｚまで）より高い周波数です。そこでフィルタを通して不必要な高い周波数の成分を除去（ 波形を滑らかに）してやると、元と変わらぬきれいな波形を再現できます。　 

　　ＣＤの初期は、このフィルタの性能が勝負でした。２０ＫＨｚまではきっち り通して４４．１ＫＨｚから上はすっぱり遮断するなんてフィルタはどんなに金を積んでも実現できやしません。「きっちり」か「すっぱり」のどちらかを 重視するともう一方はある程度諦めなければならないのでした。その諦めの水準を僅かに高くするだけで値段は簡単に桁が増えてしまうのでした。 

　　最初に「デジタルフィルタ」を導入したのはヤマハだったと思います。４４．１ＫＨｚの間隔で並ぶデータの「間」のデータを「補完」して８８．２ＫＨｚ で標本化された信号としてＤＡＣにかければ、その後のアナログフィルタはかなり楽になります。これにより初めて定価１０万円を割るＣＤ－Ｘ１が発表さ れ、その後ＣＤプレーヤは一気に低価格化できるようになりました。　 

　　もともとＣＤはエラー等である時刻の値が失われた時、前後の値から失われ たデータを「補完」するという技術を基本に持っていました。デジタルフィルタはその技術を見事に応用したと言えます。尤も、デジタルフィルタの技術そ のものはＣＤの補完技術から生まれたものではないようですが。 

　　オーヴァサンプリングが常識となり、４ｆｓ、８ｆｓ、１６ｆｓとエスカレ ートしていきましたが、実際にはオーヴァサンプルだけでは４ｆｓ以上はそう大した改善がない事が知れると、オーヴァサンプル競争は一旦鎮静化します。 

　　次に仕掛けてきたのもヤマハでした。今度は１６ｂｉｔのＣＤを再生するのに１８ｂｉｔのＤＡＣを使う「Ｈｉ－ｂｉｔシステム」を発表しました。これ は実はデジタルフィルタの開発過程からすると自然な流れであったとも言えます。データとデータの隙間を計算により埋めようとすると、算出された値には しばしば「端数」が出ます。例えば１ｂｉｔの段差の間を埋めようとすれば、その中間の値が出てしまいます。デジタルフィルタを最初から１８ｂｉｔで計算するものにして、１８ｂｉｔになって出てくるデータを１８ｂｉｔのＤＡＣで復調してやればより正確な出力が得られる。このハイビット化もすぐに過当 競争となり、現在では２０ｂｉｔ以上が常識となっています。 

　　しかし、２０ｂｉｔと言えば最大ビットと最小ビットは百万倍にもなります。 その間の階段をまっすぐに作るのは容易ではありません。レーザートリミング等で全体をまっすぐに近づければ逆に僅かなうねりが不規則に生じ、安物ＤＡＣでは分解能は確かに２０ｂｉｔでも下４ｂｉｔぐらいは意味がなかったりしたものでした。現在の技術でも直線性のいい２０ｂｉｔＤＡＣを量産するのは かなり困難で、それ以上のハイビットはあまり意味がないと思ってよいのではないでしょうか。 

　　この少し前、マランツから４ｆｓ１４ｂｉｔＤＡＣという不思議なプレーヤ が発売されています。日本では「下２ｂｉｔを捨てるなんて！」とやたら不人気でしたが、実は結構いい音していたのでした。この製品の歴史的意味が真に 理解されるまでには２１世紀に入ってしまうでしょう。　実は、使っているＤＡＣは確かに１４ｂｉｔＤＡＣなのですが、システム全体としては１７ｂｉｔ分の分解能を持っていたのです。しかも１４ｂｉｔＤＡＣは精度が高いのです。最小ビットと最大ビットの比が１６ｂｉｔより２ｂｉ ｔ少ない分１／４になるので、同じ精度で作ったら１４ｂｉｔの方が高精度になってしまうのです。ＤＡＣの精度とは「最小ビット何個分の狂い」ですから、最小ビットの大きな１４ｂｉｔＤＡＣはその分狂いが小さいという事になるのです。 

　　でも、この製品は当時は鳴かず飛ばずで決してヒットはしていませんので、 今の歴史では大きく扱われてはいません。ハイビット戦争の真っ只中、フィリップスが「１ｂｉｔＤＡＣ」を発表します。マランツはフィリップスのＤＡＣを好んで使っていますから、先述の１４ｂｉｔＤＡＣシステムもフィリップスのものだったかも知れません。実はこの １ｂｉｔＤＡＣ、先述の１４ｂｉｔＤＡＣシステムと同じ発想を更に進めたものだったのです。 

　　１ｂｉｔ、即ち「０」と「１」の２値のみで出力するＤＡＣはフィリップス／ ヤマハのＰＤＭ（パルス密度変調）系とＳＯＮＹ／松下を中心とするＰＷＭ（パルス幅変調）系があり、ＰＷＭ系の多くは電圧方向が２値ではないハイブリ ッド系パルスＤＡＣになっていますので、厳密には１ｂｉｔではありません。よって以後「１ｂｉｔＤＡＣ」という言葉を避け「パルスＤＡＣ」と総称します。 

　　１ｂｉｔＤＡＣは最大ｂｉｔも最小ｂｉｔもありませんのでＤＡＣ精度としては電圧的には電源の精度（電源電圧の変動が信号にモロに乗る）、時間的に は水晶発振器の精度になります。きちんと作ればとても直線性のよいＤＡＣシステムになります。パルスＤＡＣの先祖は７０年代にトリオ（今のケンウッド）のＦＭチューナ に搭載された「パルスカウント検波」でしょう。しかしＤＡＣシステムに採用されるに至るまでにはもうひとつの技術「ノイズシェイピング（以下ＮＳ）」が欠かせません。 実は、オーヴァサンプリングを行うと４倍につき１ｂｉｔの割合で分解能がＵＰしていたのです。４倍で１ｂｉｔ、１６倍なら２ｂｉｔという具合に。 そこにＮＳを使うと、更に２倍につき１ｂｉｔ、分解能が上がるのです。つまりＮＳを使った場合４ｆｓで３ｂｉｔ、８ｆｓでは４．５ｂｉｔ、１６ｆｓな ら６ｂｉｔ、分解能がｕｐするのです。　 

　　そう。先述のマランツのシステムはＮＳを搭載した最初のＣＤプレーヤだっ たのです。そのため４ｆｓで＋３ｂｉｔ、合計１７ｂｉｔ分の分解能を持っていたのです。　このＮＳを多重にかける技術がパルスＤＡＣの実現には不可欠だったのです。 ２重ぐらいまでならそんなに困難はないのですが、３重以上かけようとするととても不安定になり易いのです。そこでフィリップスが採用したのは２次ＮＳ つき１２８ｆｓ１ｂｉｔ（これは本物）ＤＡＣでした。１２８といえば２の７乗ですから、＋１７．５ｂｉｔ分の分解能改善が得られ、実に全体として１８． ５ｂｉｔ相当の分解能が得られるのです。これに対しＮＴＴが松下と協力して作ったＭＡＳＨは３２～６４ｆｓで作るため３次のＮＳに挑戦、何とかこれを実現しました。３次だと３２ｆｓ（２の５乗）で＋１７．５ｂｉｔの改善が得られます。 

　　ＭＡＳＨが３次にこだわったのは、パルスＤＡＣが宿命的に持つ高周波ノイ ズ問題を少しでも軽減したかったからでした。パルスＤＡＣはとても高い周波数のパルスを使うため、フィルタなどお構いなしに電波となって空中を飛んで オーディオ信号系に飛び込んでしまうからです。専ら据え置の高級機を志向したフィリップスはしっかりしたシールドを施す事を前提に特性の素直な２次Ｎ Ｓ１２８ｆｓを選び、ポータブルプレーヤに採用したかったＭＡＳＨは３２ｆｓで済む３次に挑みました。 　 

　　以上が１ｂｉｔＤＡＣ登場までのおおまかなＤＡＣシステムの歴史と解説です。結構私情も入ってますので、細部は幾分（多分に）思い込みの部分もある かも知れませんが、技術的にはだいたいこんな感じで間違いないと思います。　現在では、マルチｂｉｔＤＡＣとパルスＤＡＣはどちらも熟成されていて、 どちらかが決定的に優れているとは言えません。ただ安価な製品ではマルチｂｉｔよりパルスＤＡＣの方が安く作れるため殆どがパルスＤＡＣを使っています。逆に高価な製品となると高周波をシールドするのにコストがかかったり、オーディオとは無縁の高周波の技術が必要になるためオーディオ屋はマルチｂｉｔを選びたがる傾向があるように思えます。 

　　いまだ気付かれないようですが、かのマランツのシステムは大きな「答え」 を示しています。直線性に優れる高速の８～１２ｂｉｔＤＡＣに安定な２次のＮＳを併用して１６～６４ｆｓで使えば、周波数も高過ぎず、直線性もよい最高のＤＡＣが作れる筈なのです。しかも８～１０ｂｉｔのＤＡＣはＶＩＤＥＯ用の高速な製品が安価に量産されています。これを使わない手はない。…って いう論文を同人誌に発表したのはもう５年も前です。トホホーっ。　もし現代のオーディオ技術者が馬鹿ばかりでなければ２１世紀はミドルｂｉｔＤＡＣの時代となり、かのマランツのプレーヤは歴史の金字塔として語られるようになるでしょう。 

8/6'98　そんぴ ( sompi@msh.biglobe.ne.jp ) 

■

Driver Board仕様書

1.      概要

1.1.     構成全体的概要の説明

全体概要：

各種SensorをデジタルにしてMain基板に伝え、Mainからのデジタル信号に基づきMotor-Driverを使って駆動する基板。

前回からの改良点：

Firmの使用上互換を保ちながら、前回の基板で問題であった下記問題点を改良した。

      1)調整が微妙な信号についてはFilterや微分回路を用いて処理の安定化を図る。

      2)光量劣化対策としては毎起動時にマイコンによる自動調整。

      3) 多くの調整個所については工程やサービスでマイコンによる自動調整。

      4) 調整個所のほとんどは定数を見直して固定抵抗に変更。

センサ信号処理で特に今回改良したのは

      135：Barcode，Perfo，挿入Sensor，AF駆動Monitor-Pulse

　   APS：Barcode，Perfo，Fork位相検知　　　     である。

表１、２および3に各ボードのセンサを示す。

表1. １３５ センサ一覧
		目的	センサ種	信号レベル（Ｖ）	調整	信号極性
BCU		上バーコード再生（Neg./Pos.情報）	赤LED-Ptr	69倍後  2.8～3.3	自動
BCD		下バーコード再生（Neg./Pos.情報）	赤LED-Ptr	69倍後  2.8～3.3	自動
PFI		入口パーフォレーション検知	緑LED-Ptr	34倍後  2.8～3.3	自動
PFO		出口パーフォレーション検知	緑LED-Ptr	34倍後  2.8～3.3	自動
INS-F		フィルム挿入検知	赤LED-Ptr	44倍後  2.8～3.3	自動
SLI		入口アダプタ検知	Ｐｈ-Ｒｅｆ	1.25のＶｔに対して余裕があること	無調整
SLO		出口アダプタ検知	Ｐｈ-Ｒｅｆ	1.5～4	ＶＲ
AF-PLS		オートフォーカスモータの回転エンコーダ	Ｐｈ-Ｉｎｔ	1.25のＶｔに対して余裕があること	無調整
AF-PI		オートフォーカスのホームポジション検知	Ｐｈ-Ｉｎｔ	1.25のＶｔに対して余裕があること	無調整
FI-PI		フィルタカム位置検知	Ｐｈ-Ｉｎｔ	1.25のＶｔに対して余裕があること	無調整
MirrSw		ミラー位置検知	メカ		無調整

表２　ＡＰＳ センサ一覧
		目的	センサ種	信号レベル（Ｖ）	調整	信号極性
BC		バーコード再生（Neg./Pos.情報）	赤LED-Ptr	11倍後  1.8～2.3	自動
PFO		パーフォレーション検知	緑LED-Ptr	16倍後  2.8～3.3	自動
FO		フォーク位置検知	Ｐｈ-Ｒｅｆ	11倍後  2.2～3.2	（自動）
CDV-SW		現像済ツメ検知	メカ		無調整
Cin-SW		カートリッジ有無	メカ		無調整
TR-O		トレー開	メカ		無調整
TR-C		トレー閉	メカ		無調整

表３　プリント センサ一覧
		目的	センサ種	信号レベル（Ｖ）	調整	信号極性
		原稿挿入検知	IR-Ｉｎｔ	2.5～3.5	無調整
		原稿端検知	IR-Int	2.5～3.5	無調整
		原稿幅検知	Ph-Ref	2.0～3.0	無調整

表４　センサ劣化マージン

135/Driver基板		検査規格[V]	LED劣化設計ﾏｰｼﾞﾝ' [%]	Th電圧	初期	初期	初期	初期	初期	初期	R	想定最大LED劣化量	Gain	点灯電流	定格電流	D-POT(10kΩ)
					Vh min.	VL max.	Ih max.	Ih min.	IL max.	IL min.
	検知対象		(初期に対する劣化ﾏｰｼﾞﾝ)	(V)	(V)	(V)	(μA)	(μA)	(μA)	(μA)	(kΩ)	[%]@5年		(mA)	(mA)	初期調整範囲
	ﾊﾟｰﾌｫIN	ﾌｨﾙﾑ無し時
		2.6～3.5	71.1以上	1.8			218.0	43.2				20	34	10.0	25.0	～3.3kΩ
	ﾊﾟｰﾌｫOUT	ﾌｨﾙﾑ無し時
		2.6～3.5	71.1以上	1.8			218.0	43.2				20	34	10.0	25.0	～3.3kΩ
	ﾊﾞｰｺｰﾄﾞUP	ﾌｨﾙﾑ無し時
		2.6～3.5	64.7				126.4	25.5				30	69	10.0	20.0	～3.3kΩ
	ﾊﾞｰｺｰﾄﾞDOWN	ﾌｨﾙﾑ無し時
		2.6～3.5	64.7				126.4	25.5				30	69	10.0	20.0	～3.3kΩ
	アダプターIN	ｱﾀﾞﾌﾟﾀ挿入時：2.5以上
		ｱﾀﾞﾌﾟﾀ未挿入時：0.8以下	63.2	1.25	3.4	0.4	998.1	163.2	18.5	1.5	22	10.9	1	7.5	50.0
	アダプターOUT	ｱﾀﾞﾌﾟﾀ挿入時：2.5以上
		ｱﾀﾞﾌﾟﾀ未挿入時：0.8以下	50	1.25			558.6	45.7	45.0	3.4	10＋VR：50	50	1	20.0	50.0
	AFﾊﾟﾙｽ	H：1.75以上
		L：0.75以下	82.5	1.25	約 2.5	0.2	1038.3	105.0	2.8	約 0	68	16.6	1	10.0	50.0
	ﾌｨﾙﾑ挿入	ﾌｨﾙﾑ無し時
		2.6～3.5	69.7以上	1.8			153.4	30.4				20	44	10.0	50.0	～3.3kΩ
	AF端	H：2.5以上
		L：0.8以下	68.8	1.25	4.0	0.1	2924.7	283.6	6.0	約 0	15	16.6	1	10.0	50.0
	ﾌｨﾙﾀ位置	H：2.5以上
		L：0.8以下	68.8	1.25	4.0	0.2	1038.3	105.0	2.8	約 0	68	16.6	1	10.0	50.0
	ﾐﾗｰ位置	H：3.5以上
		L：1.5以下		2.50	約 5V	約 0V							1
APS/Driver基板
	検知対象
	ﾊﾟｰﾌｫ	ﾌｨﾙﾑ無し時
		2.6～3.5	72.8以上	1.8			460.1	91.2				20	16	10.0	25.0	～3.3kΩ
	ﾊﾞｰｺｰﾄﾞ	ﾌｨﾙﾑ無し時
		1.6～2.5	64.4				479.7	96.9				30	11	10.0	20.0	～3.3kΩ
	ﾌｫｰｸｷﾞｱ位相
		2.0～3.4	77.9	1.25			307.2	73.3	30.0	5.1		12	11	10.0	30.0	～3.3kΩ
	現像済ツメ	H：3.5以上
		L：1.5以下		2.50	約 5V	約 0V
	ｶｰﾄﾘｯﾁﾞ有無	H：3.5以上
		L：1.5以下		2.50	約 5V	約 0V
	ｼﾞｬﾑ有無	H：3.5以上
		L：1.5以下		2.50	約 5V	約 0V
	ﾄﾚｰ開	H：3.5以上
		L：1.5以下		2.50	約 5V	約 0V
	ﾄﾚｰ閉	H：3.5以上
		L：1.5以下		2.50	約 5V	約 0V
PRN/Driver基板
	検知対象
	原稿挿入	原稿無：2.5以上
		原稿有：0.7以下	50	1.25	1.7	0.7	1863.7	307.7	118.5	2.6	2.2＋VR：10	1	1	0.8	50.0
	原稿端	原稿無：2.5以上
		原稿有：0.7以下	50	1.25	1.9	0.6	1764.8	291.4	86.7	2.2	2.2＋VR：10	1	1	0.8	50.0
	紙幅	92mm幅原稿時：1.25以上
		88mm幅原稿時：0.4以下	51.5	0.63	1.3	0.3	451.6	149.4	27.7	9.2	9.1	12	1	10.0	30.0
	※ min.値、max.値 の算出には2乗平均を用いている。

1.2.     フィルムの特性

フィルム情報を取得する上での規格上の特性を記す。

フィルムの光透過率(640nm)は

      １３５ネガベース：0.31～0.63                         （濃度0.5～0.2）

      １３５マーク部　：ネガベースの1/3以下          （濃度「差」0.5以上）

      ＡＰＳポジのBC透明部：0.08以上                  （濃度1.1未満）

      ＡＰＳポジの黒部：0.015以下                          （濃度1.8以上）

したがってＢＣの検出はフィルムに依存したレベルに対応する必要があると言える。

1.3.     自動調整

  バーコードや現像済フィルムを検出するために、検出光源として可視LEDを用いた。ところがLEDは光量劣化が大きく、再調整が必要だった。

  そこで、LEDの光量劣化に対応するため、135の上バーコード，下バーコード，入口パーフォ，出口パーフォ，挿入検知，およびAPSのバーコード、パーフォ、フォーク位相はマイコンにより（必要な場合に）自動調整できる様にした。

  これはセンサ特性の変化、LED劣化など、そのＤＣ電圧が変化したときでも本体電源ＯＮ時に（Main基板の活動以前に）センサのフォトトランジスタの負荷抵抗となるＤ－ＰＯＴ（デジタルポテンショメータ）をマイコンで制御してＤＣ電圧を規定値にするよう調整する。

このように工程やサービスにおける工数削減のためのSWによる自動調整と、毎本体電源ON時に前回設定値を基準に素早く（3秒以内に）調整を行う事で使用期間中での再調整を自動化し、媒体情報を確実に読み取れるようにした。

  調整範囲とその設定根拠を以下の模式図に示す

市場再調節許容範囲

  LED／フォトTrの組合わせにより、最も感度の高い場合と最も感度が低い場合の出力の差は約10倍と考える。（図の上側の斜め線と、下側の斜め線の左端部の差。初期値）

  5万時間経過後、劣化による濃度レベルの低下は最大で1/2である。（各斜め線右端）

そこに於いても、ゴミなどによる調整余裕を1.5倍有するように設計した。（右下の余裕分）

  したがって初期のバラツキをD-POTの最大抵抗値10ｋΩの1/3内で調整することにより、劣化後の出力低下についても十分に追従できる。

  また、長時間再起動が行われなかった無かった場合でも12時間ごとに自動調整を行う。その間の劣化量は数%以下と考えられるので、出力がスレッショルドレベルまで低下することはない。

したがって長時間連続稼働時の対策もされている。

2.     構成図

2.1.    

ブロック図

	図 1

2.2.     信号一覧

2.2.1.     共通部分

　　5VMotor-Drive：定格電流のためLB1640使用。

       コマンドはDuty制御用のAnd-Gateを通してDriverに与える。

　　3VMotor-Drive： LB1640使用。

       コマンドはDuty制御用のAnd-Gateを通してDriverに与える。

       Vcc供給時のMotor電源未接続時にDrive-ICが発熱することを防止するため、駆動Command信号にAnd-Gateを追加してCommandをDisableしている。

　　Step-Motor-Drive：STK672-040使用。

       15V電源からの（PWM）定電流マイクロステップ駆動。

       マイクロステップ指示はコマンドにより指定。

　　LEDとIRLEDの点灯制御：定電圧を基準として定電流回路を用いて安定化を図り、比較電圧との同相性により定電圧の変動をCancelするように構成。なお点灯電流は、標準電流（以下）に設計。

Barcode信号：Mainでは、Barcode信号として使われる以外に、Neg/Posi判定用のFilm濃度情報としても使っているために、初期値としては駆動開始時のBarcode信号を元に設定する。微分+FFで再生しているため、135については可読数字や先行するBarcodeなどでFFは確定する。
  APSについては初めのBarcode信号から読まなくてはならないので、マイコン経由での信号Timingで不記入領域のBarcode信号Levelに依って確定させるようにした。

マイコン電源：Mainからの5VにNoiseが予想されるので、DiodeでBlock。
  EEPROM書き込み中の電源降下に対して、100uFのCapを用い、「Danger」の検知3.9V±0.1VからEEPROM書き込み動作保証（1.8V以上の10mS以内）に対して、100mS以上の電荷を確保。

        　同電圧でのAD用のRef電圧を保証するように、AD用のRef電圧(3.56V±0.2V)は低電位差のためシャントRegと330Ωで作成。

　　　　 マイコン動作保証3.1VとAD動作保証3.1Vの為、マイコンResetは3.4V±0.1Vで検出。

2.2.2.     １３５

TP1、2：Perfo信号：緑LEDとPhoto-Trによるオレンジ色のNeg.Filmの有無を判定する事で、Perfoを検知している。
  濃度0.3のFilmに対し、Photo-Tr出力の21.6uA～218.0uA / 10.8uA～109uAを、明時3Vに調整した後の1.8Vで判断。
  Film速度76-9.5mm/Sに於いて、20Hz-2Hzの信号のため、50Hz程度のLP-Filterを入れてS/Nの向上を図っている。
  調整後の劣化やゴミに対しては、60%まで耐えるように設計。
  フィルム濃度0.22以上で正常動作する。。
  この明時3Vに関しては、マイコンにより工程での自動調整と毎起動時(+12H毎）に劣化補償の自動調整を行っている。

TP3、4：BC信号：オレンジベースと黒部を判定する必要があることから、赤LEDとPhoto-TrによりBC信号を検出するようにしている。
  BCのセンサ信号は 素通しレベルの3Vに対して小さく、またフィルム濃度の違いでそのDC値、AC値が大きく動く。

　　  またセンサとフィルムの位置関係の変化（メカ精度）も受け、バーコード以外からの光信号の漏れもある。

TP5、6：アダプタ挿入：フォトリフレクタでの明暗信号でアダプタ位置を検出する。
  フォトリフレクタでの明/暗信号の144.2uA～990.2uA / 1.3uA～18.4uAを右側（手前側）は22KΩで受け、1.25Vで判別。
  先端側（奥側）については個体差が大きいため、VRで調整。フォトリフレクタでの明/暗信号の31.7uA～504.2uA / 1.7uA～45uAを5.6ｋΩ+20ｋΩ（VR）で受け、１．２５Vで判別。
劣化に関しては、後端側；63%(5年で10.9%)、先端側；58%(5年で50%)まで耐えるように設計。

TP7：AF-Pulse：インターラプタでの明暗信号(略30Hz)でAF相対位置を検出する。
  インターラプタでの明/暗信号の105.0uA～1038.3uA / 2.8uA以下を68KΩで受け、1.25Vで判別。
   公差を算出して68ｋΩに設定。
  　 但し、68KΩでは応答が遅いために、Base接地のTrでPhoto-Tr出力のインピーダンスを下　

　　　げて、応答を改善している。
  　劣化に関しては、71%(5年で16.6%)まで耐えるように設計。

TP8：フィルム挿入信号：緑LEDとPhoto-TrによるFilmの有無を判定する事で、挿入を検知している。
  濃度0.3のFilmに対し、Photo-Tr出力の15.2uA～153.4uA / 7.6uA～76.9uAを、明時3Vに調整した後の1.8Vで判断。
  出力（有意な信号）としては、ポジフィルムの場合も考え、BC信号とのANDを採ることで正しく挿入検知を行うようにしている。

      フィルム濃度0.22以上で正常動作する。
調整後の劣化やゴミに対しては、60%まで挿入と誤判断しないように設計。

　    逆に上昇に関しては、（濃度0.3のFilmを想定して）120%まで未挿入と誤判断しないように設計。

　　　この明時3Vに関しては、マイコンにより工程での自動調整と毎起動時(+12H毎）に劣化補償の自動調整を行っている。

TP9：AF-端：インターラプタでの明暗信号でAF端位置を検出する。
  　インターラプタでの明/暗信号の283.6uA～2924.7uA / 6uA以下を15KΩで受け、1.25Vで判別。
  劣化に関しては、74%(5年で16.6%)まで耐えるように設計。

TP10：フィルタ位置：インターラプタでの明暗信号でフィルタ位置を検出する。
  　インターラプタでの明/暗信号の105.0uA～1038.3uA / 2.8uA以下を68KΩで受け、1.25Vで判

       別。
    劣化に関しては、74%(5年で16%)まで耐えるように設計。

TP11：ミラーSW：メカSWのOn/OffでMirror位置を表す。
  メカSWのOn/Offを10kΩで5VにPull-Up、2.5Vで判別。

　　  濃度0.33のFilmでは、Open/Orange/Barcodeの　3V　/　1.4V　/　0.15V（コダックの実測による）の信号を検出する必要がある。

　　  この差分を検出するためとオレンジ部分の濃度差に耐える為に、微分+FFを使い、抽出能力を上げると共に、信号再現を図っている。可読文字や先行するBarcodeがあるため、FFの初期値は確定する。

　　  Barcodeは速度76mm/Sに於いて、45Hz-250Hzの信号のため、Filterを入れて、Barcode以外の信号の排除とS/Nの向上を図っている。

　　  フィルム挿入にも用いるためフィルム濃度0.22以上で正常動作する。

　    調整後の劣化やゴミに対しては、60%まで挿入と誤判断しないように設計。

　    逆に上昇に関しては、（濃度0.3のFilmを想定して）120%まで未挿入と誤判断しないように設計。

　　この明時3Vに関しては、マイコンにより工程での自動調整と毎起動時(+12H毎）に劣化保証の自動調整を行っている。

2.2.3.     ＡＰＳ

  BC検出： 135と同じ。

  但し、規格上は無記録な領域の後に、先頭部のBCが在り、ここを読む必要がある。

  従って、フィルムの始めの所でBCセンサ信号を0.3Vと比較したN/Ｐ判定結果で、BCのFF回路を初期化している。

   ＮＤフィルタで測定しても、BC、PFどちらもフィルタ 透過率と対応している.。

       カートリッジインSW：メカSWのOn/Offでカートリッジインを表す。 メカSWのOn/Offを0

     Ωで5VにPull-Up、2.5Vで判別。

TP1：フォークギア位相：フォトリフレクタでの明暗信号(略3Hz)でフォーク位相を検出する。
  フォトリフレクタでの明/暗信号の73.3uA～307.2uA /を0-10KΩ（D-POT）で受け、1.25Vで判別。
  但し、明部が狭いため、コンパレータを反転入力にして応答性を上げ、調整時にフォークを合せる工程が難しいため自動調整にした。

2.2.4.     プリント

　　　プリント幅検出：フォトリフレクタでの明暗信号で原稿ガイド幅＝原稿幅を検出する。
  フォトリフレクタでの明/暗信号の110.5uA～457.2uA /を12KΩで受け、0.63Vで判別。
  劣化に関しては、57%(5年)まで耐えるように設計。

プリント原稿検出：赤外LEDとPhoto-Trによる赤外透過の有無を判定する事で、原稿を検知している。
  濃度2程度の原稿に対し、Photo-Tr出力の307.7uA～1863.7uA /を、明時3Vに調整した後の1.25Vで判断。
  調整後の劣化やゴミに対しては、挿入側27%、後端35%まで耐えるように設計。
  劣化と組み合わせ出力差に関しては、（透過濃度2の原稿を想定して）??%まで耐えるように設計。

2.3.     ＯＰＡｍｐの仕様

UPC844（ＮＥＣ）

      同相ＩＮ電圧範囲：　0 ～ 3.2 Ｖ（Vcc＝5V）　　　　

      ＯＵＴ電圧範囲：　0 ～ 3.7 Ｖ（Vcc＝5VでＯＵＴと0Vの間に2kΩ以下を付けたとき）

      電源電圧：　3 ～ 32Ｖ

NJM2902（ＪＲＣ）

      同相ＩＮ電圧範囲：０～3.3V（Vcc＝５Ｖ）

      ＯＵＴ電圧範囲：０～3.5V（Vcc＝５ＶでＯＵＴと０Ｖの間に２ｋΩ以下を付けたとき）

      電源電圧　：　３～３２Ｖ

同相ＩＮ電圧範囲を超えると異常応答となる事あり。

2.4.     コンパレータの仕様

NJM2901（ＪＲＣ）

      同相ＩＮ電圧範囲：　0 ～ 35Ｖ（Ｖｃｃ＝0～35　V）

　　　　　　　　　（通常同相でない（片方ＩＮ端子は1.25Vか1.8V）ので0～5Ｖまで可能）

      電源電圧：　2 ～ 36Ｖ

ＩＮ端子は電源が入ってなくても35　Ｖまで壊れない。

2.5.     マイコン使用ポート

                                                                                          信号欄空欄はＮＣ

端子名	ピン番号	In / Out	論理	信号	135/APS	備考
P00	54	Out		テストポート１	共通
P01	53	Out		テストポート２	共通
P02	52	Out		テストポート３	共通
P03	51	Out
P04	50	Out
P05	49	Out
P06	48	Out
P07	47	Out
P10	46	In	+	135 バーコードUpper Up	135	未使用
P11	45	In	+	135 バーコードUpper Down	135	未使用
P12	44	Out	+	135 バーコードUpper Set	135
P13	43	Out	+	135 バーコードUpper Reset	135
P14	42	In	+	135 バーコード Lower Up	135
P15	41	In	+	135 バーコード Lower Down	135
P16	40	Out	+	135 バーコードLower Set	135
P17	39	Out	+	135 バーコードLower Reset	135
P20	38	Out		EEPROM書込み クロック	共通
P21	37	In		EEPROM書込み リード	共通
P22	36	Out		EEPROM書込み ライト	共通
P23	35	Out		EEPROM書込み チップセレクト	共通
P24	34	Out
P25	33	Out
P26	32	Out
P27	31	Out
P30	62	In	+	135 モータON	135
P31	61	In		135 ネガポジ信号	135	Nega = Hi
P32	60	In		APSネガポジ信号	APS	Nega = Hi
P33	59	Ｉｎ	+	APS Ｔｒａｙ close	APS	Ｃｌｏｓｅ = Hi
P34	58	Ｉｎ		Jumper1	135/APS
P35	57	Ｉｎ		Jumper2	APS
P36	56	Ｉｎ		Jumper3	共通
P37	55	Ｉｎ		Jumper4	共通
P40	27	Out	-	エラー表示ＬＥＤ	共通
P41	26	Out	-	エラー 出力	共通
P42/INT0	23	In		初期化調整開始ＳＷ	共通
P43/INT1	22	In		押しボタンSW	共通	未使用
P44/RxD	21	In		デバッグ用シリアルポート	共通	未使用
P45/TxD	20	Out		デバッグ用シリアルポート	共通	未使用
P46/Sclk	19	Out
P47/Srdy~	18	Out
P50	17	In		APS／135切り替え入力端子	共通	APS - / 135 +
P51/INT2	16	In	-	電源電圧監視	共通
P52/INT3	15	Out
P53/INT4	14	Out
P54/CNTR0	13	Out		時間カウント用出力	共通
P55/CNTR1	12	In		時間カウント用入力	共通
P56/DA1	11	Out
P57/DA2	10	Out
P60/AN0	1	In		フォトＴｒ入力	共通
P61/AN1	80	In		フォトＴｒ入力	共通
P62/AN2	79	In		フォトＴｒ入力	共通
P63/AN3	78	In		フォトＴｒ入力	135
P64/AN4	77	In		フォトＴｒ入力	135
P65/AN5	76	In		FOフォトＴｒ入力	APS
P66/AN6	75	In
P67/AN7	74	In
P70/Sin2	9	In
P71/Sout2	8	Out		電子ボリューム書込み データ	共通
P72/Sclk2	7	Out		電子ボリューム書込み クロック	共通
P73/Srdy2~	6	Out
P74	5	Out		電子ボリューム書込み チップセレクト1	共通
P75	4	Out
P76	3	Out
P77	2	Out
P80	70	In	-	C in SW	APS
P81	69	In	+	APSモータON	APS
P82	68	In	+	APS バーコードUp	APS
P83	67	In	+	APS バーコードDown	APS	未使用
P84	66	Out	-	APS LED ON	APS
P85	65	Out	+	APS RWモータ	APS
P86	64	Out	+	APS バーコードイネーブル	APS
P87	63	Out	-	APS サンプルホールドリセット	APS

3.    機能説明

3.1.  基本周波数

マイコンクロック：     2.45MHz

命令サイクル：                         1.225MHz

3.2.  主たるブロックの説明

Digital-Pot：チャンネル数が多く、分解率が高いVRが必要なことから、アナログデバイセズ社製  AD5206BR10を使用した。
  内容は10kΩの256分解率のポテンショメータが６つ入っている。抵抗精度は±３０％。
  これをマイコンがコントロールしてBCU、BCD、PFI、PFO、INS-Fを規定値にする。
  この10kΩの1/3の抵抗で、ＭＩＮ感度センサで規定電圧出力になり、さらに10kΩの
2／3でこのＭＩＮ感度センサが1／2まで劣化したときに対応できるようになっている。（データは別に示す）
  またＭＡＸ感度センサの場合にも調整分解度が0.3Ｖ程度となり調整精度に問題が出ないようになっている。

       なお、Power-Up時は5KΩになる。

       また電源は3.3Vまで対応のため、約5VのVccで給電している。

Barcodeフィルタ回路：ＢＣＵ、ＢＣＤではＮＥＣのμPC844G2を使用した。
ゲイン　69倍　　２次ローパス　450Ｈｚ
（ＢＣ読むとき76mm/sで、ＢＣのMin周期は0.6mmなので信号周波数は126Ｈｚ程度）
  ＢＣＵ，ＢＣＤでは２次ローパスも入れてある。この２次ローパスは500Hz以上カットとなっているがＢＣのＭＡＸ周波数が100Hz程度なのでもっと下げられる可能性は残る。
  またμPC844Gを使用した理由は、ＢＣＵ、ＢＣＤのＡＭＰにNJM2902Mを使用するとオーバーシュートが生じＢＣが再生できなくなるためである。

Barcode微分回路 ：　0～500Hzまで微分、5.1×10^－２×（dV／dt）＜V＞
500Hz～10kHzはゲイン158.4
10KHz以上は－20dB／DECで減少　　（μPC844G2で構成）
増幅されたＢＣを微分して変化点を検出する。

       微分帯域は450Hz程度にしてあるがノイズの点からは検討の余地がある。

Barcodeパルス化回路        ：　Vref中心の微分回路ＯＵＴがＶｒｅｆ（1.8V）より0.5V以上であるときＦＦをセットし、1V以下のときＦＦをリセットする。
このＦＦのＯＵＴがＢＣコードとなりメイン基板に出力される。
ＦＦは７４ＨＣ７４ＡＦである。

AF-Puls増幅回路　：フォトトラＯＵＴ電流をＰＮＰベースコモン回路で受ける。
コレクタの抵抗68kΩで電圧に替えコンパレータで1.25Vと比較される。
これによりフォトトラに直接68kΩを付けたときのミラー容量によるたち下がりのなまりを防げる。
ＯＵＴ　０～2.4V　で変化

マイコン ： ＢＣＵ，ＢＣＤ，ＰＦＩ，ＰＦＯ，ＩＮＳ－Ｆの3Ｖまたは2ＶにすべきＤＣ値をＡＤポートから読みそれぞれに対応するＤ－ＰＯＴにより調整する。
  ＡＤ変換はシャントレギュレータ４３１による3.56ＶのＶｒｅｆにより行う。これは電源投入時とPushＳＷを押したとき、そして電源投入から一定時間経過時に行う。
  設定された各Ｄ－ＰＯＴのデータ（抵抗値に対応）はＥＥＰＲＯＭに記憶される。
　マイコンの電源は100μＦのコンデンサとショットキーダイオードにより５Ｖ電源の低下を遅らせてあり、これによりＥＥＰＲＯＭへの書き込み時に異常電源電圧による異常値記録を防いでいる。
 このため電源ＯＦＦ時、周囲ＩＣのそれが早く落ちる。周囲の論理－ＩＣには７４ＶＨＣを使いこの時壊れないようにしている。コンパレータ（２９０１）、Ｄ―ＰＯＴ（ＡＤ５２０６）もこの条件で壊れない仕様である。

　　　またこの電源電圧低下は3.9Ｖ±0.1VのＲｅｓｅｔＩＣによりマイコンに知らされる。
　またマイコンの電源は周囲電源より０．３Ｖ低くなるので周囲ＩＣからマイコンへの信号は抵抗

　　分圧してマイコンに入れている。

　　　調整上異常が出たときＦＩＬＭ挿入状態にしてＭＡＩＮ側に異常を伝える。 マイコンのクロックは２．４５ＭＨｚである。

3.3.     ブロック毎の信号の流れ

　ここでは１３５ではBarcode、AF-Pulseについて、ＡＰＳではBarcode、Fork位相についてのみ詳細に説明する。またマイコン関連でリセット、安全外電源電圧検知についても説明する。
  １３５ではBarcode、Perfo、挿入検知のＤＣ値は2.8～3.3Ｖに設定する。

3.3.1.     135バーコード

図はBarcode再生回路の各部の電圧である。

図の上は再生されたＢＣ、真ん中はセンサ光電流をＡＭＰで増幅したもの、下はそれを微分したもので、Ｖｒｅｆの１．８Ｖを中心に動き、それより０．５Ｖ以上でフリップフロップ（ＦＦ）をセット、１Ｖ以下でＦＦをリセットする。このＦＦのＯＵＴがＢＣ信号となる。
  ＢＣ　アナログのＤＣ設定値（2.8から3.3V）が１／２になってもＢＣは読めること確かめられている。この微分によるアナログ波形の＜変加点＞検出によれば波形のＤＣ位置、大きさが少しく

　　　　　　　　　　　　　　　　ＢＣ再生部、各部の信号

らい動いても安定して再生できる。つまりゲインに対してはかなり鈍感である。
  センサＯＵＴはまず２次のローパスフィルタに入る。このカットオフ周波数（Ｆ０）は４５２Ｈｚであり減衰定数、ζ＝１　としている。ＢＣのＭＡＸ周波数は１００Ｈｚ付近なので素子のバラツキで少しくらいＦ０が動いても問題ない。

3.3.2.     135AF-Pulse

　　　　　　　　

              　　フォトトラ負荷　６８ｋΩ                       　　　　ベースコモンアンプ使用（６８ｋΩ）　　　

    無調整化のため感度ＭＩＮのものに合わせ６８ｋΩとすると通常感度センサで図４のように立ち下がりが鈍り、1.25Vより十分下がらない。

  負荷６８ｋΩで鈍るわけはフォトトラのベースーコレクタ間静電容量Ｃｃの負帰還による。センサ内のフォトダイオードの光電流がＯＦＦしたときベースは浮いた状態となる。このときオリジナル回路ではエミッタに負荷抵抗があるのでエミッタ電圧は下がる。しかしＣｃによりこの動きを妨げるようにベースに電流が流される。このため　立ちさがりがかなり鈍る。立ち上がりはフォトトラのベースに内部のフォトダイオードから電流が供給されるのでより速く動く。この効果（ミラー効果）による時定数は負荷抵抗（この場合エミッタ抵抗）が大きいほうが大きい。
  そこでフォトトラの負荷を小さくするため、ＰＮＰＴｒによるベースコモン回路をフォトトラの負荷とした。ベースバイアスはＶｒｅｆの１．８Ｖとし　発振防止に２７Ωを入れた。このためフォトトラにつながるエミッタは1.8+0.65=2.45V程度になる。フォトトラ電流（ＭＡＸ数十～数百μＡ）の変化で0.1Vくらいの変化しかしない。このため　Ｃｃによる鈍りは小さくなる。
  図６はこの回路で負荷抵抗６８ｋΩのときの波形でしっかり０Ｖ付近まで下がりあまり鈍っていない。2.5V程度で頭打ちとなっているのはＶｃｅ（ｓａｔ）によるものでほぼベース電圧くらいで頭打ちとなる。

3.3.3.     APS-Barcode

  ＡＰＳ　ＢＣの再生も１３５と同じである。しかしＡＰＳでは無信号に続くフィルム先頭のＢＣから読まなければならない。このため　ＢＣのＦＦ回路の初期値の設定を考慮した。
  このため、ＰＦセンサＯＵＴでネガ／ポジを判定することにした。フィルムリード部にはＰＦ穴も文字も許されていないので、ここでのＰＦアナログで判定する。ＰＦアナログを0.3Vで比較した。
  ネガは0.6V以上、ポジは0.1V以下となる。この情報からマイコンにて、ＢＣコードに入る前に、ＦＦをリセットする。

  　　フィルムのＢＣセンサ通過を知るため、BC の降下（BCのAD変換でマイコンが判定（１．２Ｖ））を待つ。そのとき　ＰＧＯ０によるノイズをさけるためＰＧＯ０がハイになったあと100mS待ち、BCの降下を待つ。BC 降下から0.５Sの間、さきほどのネガ／ポジ情報によりＦＦをリセットする。

       　ＡＰＳ　ネガのＢＣ先頭部　 　　　　　　　　ＡＰＳ　ポジのＢＣ先頭部

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（　ＢＣ部ではネガに対して1/2にゲイン下げている。）

　　　　　　　　　　　　　　ＢＣ信号（上：ＢＣディセーブル、下：ＢＣ）

  　このとき、ポジのときにはゲインを規定の1/2にする（Ｄ－ＰＯＴの値）（ポジではネガより信号が大きく出て、しかも　波形の平坦部分にうねりがあり、誤パルスが発生してしまうことがあったので、ゲイン下げた）。
  Gain余裕の確認実験ではネガではＤＣ電圧設定点で1～4V、ポジでは0.5～2Vの範囲でBCが読めた。低い方の限界はFilm in（ＢＣアナログの微分）が出なくなるからで、高い方の限界は波形のうねりによる誤パルスの発生によるものとみている。
  このようにＢＣは初期設定の1　/　2までＤＣ値が下がっても読める。
  なおＡＰＳのセンサＤＣ設定置はＰＦは2.8～3.3V、ＢＣは1.8～2.3V。

3.3.4.     APS-Fork位相

  Forkセンサの自動調整はRW-Motorを回しながら（３回転／秒）、Forkセンサアナログ信号をＭＡＸ
ＨＯＬＤしてＤ―ＰＯＴにより規定値（2.5V±0.5）にする。

　　　　　　　　　　　　　ＦＯ　センサの自動調整の様子

　　　　　　　　　　　　　　（上：ＭＡＸＨＯＬＤ、下：ＦＯセンサアナログ信号）

3.3.5.     リセット、安全外電源電圧検知

  マイコン関連の電源（Vddと呼ぶ）はダイオードと100μＦのコンデンサによりメインの電源
（Vccと呼ぶ）が低下したときVddが急速に落ちないようにしている。

　マイコン自身の動作保証3.4Vまで余裕があり、EEPROM書き込みを行っても十分書き込み作業の保証できるCheck電圧として、3.9Vの電圧確認を可能に構成している（信号名:DANGER）。

　　　リセット信号　（３．４Ｖ）                         　　　安全外電源電圧検知信号（３．９Ｖ）

　　　　　上：Ｖｄｄ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　下：Ｖｄｄ

　　　　　下：リセット　　　　　　　　　　　　　　　　　　下：安全外電源電圧検知

3.4.     自動調整

  自動調整はマイコン内蔵のA/Dポートにて、各センサ出力の増幅後の値を測定し、既定値になるようにD-POTの抵抗値を変える。

  初期調整はD-POTを90Ωから40Ωステップで上げていき、センサ出力が既定値となったところで調整を終了する。またこの値をEEPROMへ書き込み、それ以降の起動時はその値を設定する。もしこの調整された設定値でも規定の出力が得られない場合は、自動調整によって規定の出力へ調整される。

  起動時の自動調整でフィルムが入っていた場合は調整がスキップされる。

  調整シーケンスの詳細については、別紙「ドライバ基板ファームウェア技術解説」を参照のこと。

　　　　　　　　　　　　１３５　ＢＣＤ　の初期調整（プッシュボタンによる）

4.      使い方と調整について

基板上のLEDによって自動調節の状態がわかるようにしている。

すなわち、赤点灯ならば、（バラツキ+劣化の想定）調節範囲から外れていることを示している。

その際は、LEDやSensorの清掃を行い、自動調整を行う

その為に、基板上のPush-SWにより、自動調整が可能になっている。

自動調整後に赤点滅するような場合は、Sensorの劣化やゴミによる光量低下と判定できる。

5.    耐久性

5.1.  装置として求められる使用時間

5.2.  実使用条件での見積もり

5.3.     Fit数

5.3.1.     135ドライバー基板Fit数

	AM0-0108	（１３５ドライバー基板）
	部品番号	個数	メーカー	型名	記号	ＦＩＴ数
	WA2-0342	1	東芝	2SA1162	Q11	20
	WA3-5032	1	東芝	74HC02AF	U18	3.1
	WA3-5033	1	東芝	74HC04AF	U17	3.1
	WA3-4127	3	東芝	74HC08AF	U14 U15 U16	3.1
	WA3-5034	1	東芝	74HC74AF	U19	3.1
	WA4-7577	1	東芝	TA76431AF	U22	50
	WA4-7004	1	サンヨー	LB1640N	U13	4.1
	WA4-7063	2	サンヨー	LB1642	U11 U12	4.3
	WA4-0265	4	JRC	NJM2901M	U4 U5 U6 U7	1
	WA4-0264	1	JRC	NJM2902M	U3	1
	WA4-5581	2	NEC	uPC844G2	U1 U2	15
	WA7-0100	1	旭化成	AK93C45AF	U21	108
	WK2-6105	1	村田	CSTCC2.45MGOH6	OSC1	0.68
	WA4-0599	1	モトローラ	LM317LZ	U20	87.5
	WA4-7575	1	ミツミ	PST9134NR	U24	141
	WA4-7576	1	ミツミ	PST9139NR	U23	141
	WC2-5389	2	アルプス	SKQMAM	SW1 SW2	254.7
	VS1-6273 002	2	日圧	BM02B-SRSS-TB	CN8 CN9	0.0102
	VS-6273 004	2	日圧	BM04B-SRSS-TB	CN10 CN11	0.0127
	VS1-0848 004	1	日圧	B-4B-PH-K-S	CN6	0.0127
	VS1-0848 005	1	日圧	B-5B-PH-K-S	CN2	0.0127

5.3.2.     APSドライバー基板Fit数

	AM0-0109	（１３５ドライバー基板）
	部品番号	個数	メーカー	型名	記号	ＦＩＴ数
	WA2-0342	2	東芝	2SA1162	Q4 Q5	20
	WA3-5032	1	東芝	74HC02AF	U15	3.1
	WA3-5033	1	東芝	74HC04AF	U13	3.1
	WA3-4127	3	東芝	74HC08AF	U10 U11 U12	3.1
	WA3-5034	1	東芝	74HC74AF	U14	3.1
	WA4-7577	1	東芝	TA76431AF	U18	50
	WA4-7004	2	サンヨー	LB1640N	U8 U9	4.1
	WA4-0265	2	JRC	NJM2901M	U3 U4	1
	WA4-0264	1	JRC	NJM2902M	U2	1
	WA4-5581	1	NEC	uPC844G2	U1	15
	WA4-0599	1	モトローラ	LM317LZ	U16	87.5
	WA4-7575	1	ミツミ	PST9134NR	U21	141
	WA4-7576	1	ミツミ	PST9139NR	U20	141
	WC2-5389	2	アルプス	SKQMAM	SW1 SW2	254.7
	VS1-5164 024	1	日圧	S-4B-PH-K-S	CN3	0.0127
	VS1-6210 002	1	日圧	SM02B-SRSS-TB	CN8	0.0102
	VS1-5164 005	1	日圧	S-5B-PH-K-S	CN2	0.0127
	VS1-0877 002	1	日圧	B-2B-ZR	CN10	0.0102

6.    ディレーティング一覧

6.1.  ＤＣディレーティング （電圧、電流、電力等）

ディレーティング
135
記号	型番	内容	定格	実測値	ディレーティング率
Ｕ１０	ＳＴＫ６７２ー０４０	ＳＴＭ駆動　ＩＣ	１．５Ａ	0.9A(MAX)	60
Ｕ１１	ＬＢ１６４２	ＤＣモータ駆動　ＩＣ	０．７Ａ	0.4A(MAX)	57
Ｕ１２	ＬＢ１６４２	ＤＣモータ駆動　ＩＣ	０．７Ａ
Ｕ１３	ＬＢ１６４０Ｎ	ＤＣモータ駆動　ＩＣ	１．６Ａ	1.3A(MAX)	81
Ｃ４７	ＵＷＸ１Ｃ１００ＭＣＲ１	電解コンデンサ	１６Ｖ	5V	31
Ｃ４８	ＵＷＸ１Ｖ１００ＭＣＲ１	電解コンデンサ	３５Ｖ	１５Ｖ	42
Ｃ４５	ＵＷＸ１Ｃ１００ＭＣＲ１	電解コンデンサ	１６Ｖ	５Ｖ	31
Ｃ４６	ＵＷＸ１Ｃ１００ＭＣＲ１	電解コンデンサ	１６Ｖ	１．８Ｖ	11
Ｃ７１	ＵＷＸ１Ｃ１００ＭＣＲ１	電解コンデンサ	１６Ｖ	３．５６Ｖ	22
Ｃ７２	ＵＷＸ１Ｃ１００ＭＣＲ１	電解コンデンサ	１６Ｖ	５Ｖ	31
ＡＰＳ
記号	型番	内容	定格	実測値	ディレーティング率
Ｕ7	ＳＴＫ６７２ー０４０	ＳＴＭ駆動　ＩＣ	１．５Ａ	0.9A(MAX)	60
Ｕ8	ＬＢ１６４０Ｎ	ＤＣモータ駆動　ＩＣ	１．６Ａ	0.7A(MAX)	60
Ｕ9	ＬＢ１６４０Ｎ	ＤＣモータ駆動　ＩＣ	１．６Ａ	0.6A(MAX)	38
Ｃ４２	ＵＷＸ１Ｖ２２０ＭＣＲ１	電解コンデンサ	３５Ｖ	１５Ｖ	43
Ｃ４３	ＵＷＸ１Ｃ２２０ＭＣＲ１	電解コンデンサ	１６Ｖ	５Ｖ	31
Ｃ３９	ＵＷＸ１Ｃ１００ＭＣＲ１	電解コンデンサ	１６Ｖ	１．８Ｖ	11
Ｃ４０	ＵＷＸ１Ｃ１００ＭＣＲ１	電解コンデンサ	１６Ｖ	５Ｖ	31
Ｃ４１	ＵＷＸ１Ｃ１０１ＭＣＲ１	電解コンデンサ	１６Ｖ	５Ｖ	31
Ｃ５５	ＵＷＸ１Ｃ１００ＭＣＲ１	電解コンデンサ	１６Ｖ	３．５６Ｖ	22
Ｃ５６	ＵＷＸ１Ｃ１０１ＭＣＲ１	電解コンデンサ	１６Ｖ	５Ｖ	31

7.    コネクタ一覧

コネクターの種類（用途とメーカ名）及びピン配置（ピン番と信号名）の一覧表

表３　　コネクタ一覧
135
記号	種類	ピンＮＯ．	信号名
CN1	TO-MAIN(FH12-30S-0.5SH)	1	DGND
		2	NC
	メイン基板との信号のやりとり	3	FI-PI
		4	MR-SW
		5	DGND
		6	E-M0
		7	AFPLS
		8	FI-M1
		9	FI-M0
		10	MR-M1
		11	MR-M0
		12	AF-M1
		13	AF-M0
		14	DGND
		15	AF-PI
		16	INS-FLM
		17	SL-O-PR
		18	SL-I-PR
		19	BC-D-PI
		20	BC-U-PI
		21	PF-O-PI
		22	PF-I-PI
		23	DGND
		24	PGO3
		25	PGO2
		26	PGO1
		27	PGO0
		28	DIR
		29	PULSE
		30	5
CN2	STM(B-5B-PH-K-S)	1	+15 V
	フィルム給送ＳＴＭへの電流供給	2	A-P
		3	B-P
		4	A-N
		5	B-N
CN3	FLX-LED(FH12-13S-0.5SH)	1	NC
	センサ用ＬＥＤへの電流供給	2	NC
		3	NC
		4	+5
		5	BC-U-RF
		6	FLM-I-RF
		7	+5
		8	+5
		9	BC-D-RF
		10	PF-I-RF
		11	+5
		12	+5
		13	PF-O-RF
CN4	FLX-PT(FH12-13S-0.5SV)	1	SL-I
	フォトトラＯＵＴ	2	+5
		3	SL-I-RF
		4	BCD
		5	+5
		6	BCU
		7	INS-F
		8	PFI
		9	PFO
		10	+5
		11	SL-O
		12	+5
		13	SL-O-RF
CN5	FLT-FLX(FH12-10S-0.5SH)	1	+5
	フィルタモータとセンサ関係	2	FIPI
		3	FIPI-RF
		4	+5
		5	FI-MO2
		6	FI-MO2
		7	FI-MO2
		8	FI-MO1
		9	FI-MO1
		10	FI-MO1
CN6	POWER(B-4B-PH-K-S)	1	+15
	ＳＴＭ、ＤＣＭの電源	2	PGND
		3	PGND
		4	M5V
CN7	MR-MO(DF13-2P-1.25DSA)	1	MR-MO2
	ミラーモータへの電流供給	2	MR-MO1
CN8	AF-MO(BM02B-SRSS-TB)	1	AF-MO2
	ＡＦモータへの電流供給	2	AF-MO2
CN9	MR-CAM(BM02B-SRSS-TB)	1	MR-CAM
	ミラーカムセンサ	2	GND
CN10	AF-PLS(BM04B-SRSS-TB)	1	AF-PLS-RF
	ＡＦモータエンコーダのＬＥＤ電流供給とフォトトラＯＵＴ	2	+5
		3	+5
		4	AFPLS
CN11	AF-RST(BM04B-SRSS-TB)	1	AFPI-RF
	ＡＦ機構のフォームポジションセンサのＬＥＤ電流供給とフォトトラＯＵＴ	2	+5
		3	+5
		4	AFPI
APS
記号	種類	ピンＮＯ．	信号名
CN1	TO-MAIN(FH12-24S-0.5SH)	1	DGND
	メイン基板との信号のやりとり	2	E-M0
		3	NC
		4	RW-M1
		5	RW-M0
		6	TR-M1
		7	TR-M0
		8	DGND
		9	CIN-SW
		10	CDV-SW
		11	TR-CL
		12	TR-OP
		13	FO-PS
		14	APSJMSW
		15	BC-PI
		16	PF-PI
		17	DGND
		18	PGO3
		19	PGO2
		20	PGO1
		21	PGO0
		22	DIR
		23	PULSE
		24	+5
CN2	APS-STM(S-5B-PH-K-S)	1	+15V
	フィルム給送ＳＴＭへの電流供給	2	A-P
		3	B-P
		4	A-N
		5	B-N
CN3	POWER(S-4B-PH-K-S)	1	+15V
	ＳＴＭ、ＤＣＭの電源	2	PGND
		3	PGND
		4	M5V
CN4	RW-MO(AMP-177622-2-BK)	1	RW-MO2
	スラストモータへの電流供給	2	RW-MO1
CN5	TR-MO(AMP-173981-2-NA)	1	TR-MO2
	トレイモータへの電流供給	2	TR-MO1
CN6	CN-C-SENS-FLX1(FH12-10(4)SA-1SH)	1	CDV-SW
	フィルムの有無の検出センサ	2	GND
		3	GND
		4	CIN-SW
CN7	FO-FLX(FH12-10(4)SA-1SH)	1	FO
	フォーク位置検出センサ	2	+5
		3	+5
		4	FO-RF
CN8	TR-C(SM02B-SRSS-TB)	1	TR-CP
	トレイ閉検出	2	GND
CN9	TR-O(DF13-2P-1.25DSA)	1	TR-OL
	トレイ開検出	2	GND
CN10	JAM-SW(B-2B-ZR)	1	APSJMSW
	フィルムジャム検出	2	GND
CN11	PT-FLX(FH12-10S-0.5SV)	1	NC
	フォトトラＯＵＴ	2	+5
		3	NC
		4	BC
		5	NC
		6	PF
		7	NC
		8	+5
		9	NC
		10	NC
CN12	LED-FLX(FH12-15S-0.5SV)	1	NC
	ＬＥＤ電流供給	2	+5
		3	NC
		4	PF-RF
		5	NC
		6	BC-RF
		7	NC
		8	+5
		9	NC
		10	+5
		11	NC
		12	+5
		13	NC
		14	NC
		15	NC

7.1.     信号

7.2.  電源

8.    ケーブル仕様

9.    クロック周波数一覧

10.  ボードサイズ

　　　135:75*156mm

　　　APS：79*100mm

11.  使用環境

12.  使用電圧、電流、消費電力

１３５

　　　　5V(Vcc)　　　：　０．１６　A（ピークで０．２３Ａ）

              5V(M-5V)　　：　２．６Ａ（ピークで３．７Ａ）

              15V　　　　　：　１Ａ（ピークで１．５Ａ）

　　　ＡＰＳ　

　　　　5V(Vcc)　　　：０．１６　A（ピークで０．２３Ａ）

              5V(M-5V)　　：　４A

              15V　　　　　：　１．５Ａ

13.  使用温度

　　　　　S-Zone=規定の性能・精度の保証：15℃から30℃。

　　　　　A-Zone=各機能の正常動作（性能・精度は非保証）：5℃から35℃。

　　　　　B-Zone=故障しない事：0℃から40℃。

ΔΣDACに遅れはあるか？インパルス応答で調べた（2次）

DAC 考察（１）: new_western_elec (way-nifty.com)

において、

ーーーー

とても大雑把に言うと、DACは２種類に分類出来ます。

　■マルチビット系DAC

　■ワンビット系DAC

メリット・デメリットを挙げると、

マルチビットは、変換の直線性を保つのが難しく誤差を生じやすい。

その為DAC-ICを量産するという意味では難しい部分があり、価格が高めになってしまう。

サンプリング毎に、その瞬間の電圧や電流を表現可能で、時間的なズレ（遅延）が発生しないので、アタック音などが明確。　ガツンとくる音が表現できる。　音が太い、厚いと表現することもある。

対する1bit系は、⊿Σ変調（ノイズ・シェーピング）により１と０のみのPWMもしくは、PDMに変換しているので静特性において誤差が少なく直線性が良い。　量子化で発生する誤差の蓄積を次のサンプリングへと加算して行く。　その積み重なった誤差が量子化器の敷居を超えた時に初めて出力へと現れるという原理から、どうしても遅延が発生する。

サンプリング周期のその瞬間、瞬間を表現した信号ではなという点でマルチビットとの音の差が発生すると考えられる。　綺麗で優しい音になる傾向がある。

最近の流行りのPCM-DSD変換もこのワンビットDACの低速版と考えることが出来る。

詳しくは、こちらが参考になると思います。

http://www.tij.co.jp/jp/lit/ml/jajt042/jajt042.pdf

ーーーー

などと書いてあるんでテストしてみた。

遅れはなかった。

ΔΣ　DAコンバータ　ノイズシェイピングが理解できる - SonofSamlawのブログ (hatenablog.com)

インパルス応答で、１つはインパルスのフィルタ通過後、もう一つはΔΣＤＡＣパルス密度列を同じフィルタに通した後のもので、両者は一致している。遅れはない！

プログラム

REM ２次　44.1kHz ２次フィルタ10000Hz

DIM v(100000),c(100000),e(100000),u(100000),vv(100000),vvv(100000),vvvv(100000),uu(100000),uuu(100000),uuuu(100000)
LET n=100000
LET t=2.84E-6
LET tt=0

REM Hz
LET f=1000

LET OM=2*PI*f

LET v(1)=0
LET c(1)=0
LET e(1)=0

LET m=100
SET WINDOW 0,m,-0.02,0.1

FOR i=3 TO n
   LET tt=tt+t
   LET u(i)=0.3*SIN(tt*OM )
   IF i=10 THEN
      LET u(i)=1
   else  
      LET u(i)=0
   END IF  
    
    
    
   LET c(i)=u(i)-e(i-2)+2*e(i-1)
    
   IF c(i)>0 THEN
      LET v(i)=0.5
   else  
      LET v(i)=-0.5
   END IF  
    
   LET e(i)=c(i)-v(i)  
NEXT I

LET a=2*PI*10000
FOR I=3 TO n
   LET vv(i)=(v(i)+v(i-1)-vv(i-1)*(1-2/(t*a)))/(2/(t*a)+1) 
NEXT i
FOR I=3 TO n
   LET vvv(i)=(vv(i)+vv(i-1)-vvv(i-1)*(1-2/(t*a)))/(2/(t*a)+1) 
NEXT i
FOR I=3 TO n
   LET vvvv(i)=(vvv(i)+vvv(i-1)-vvvv(i-1)*(1-2/(t*a)))/(2/(t*a)+1) 
NEXT i

LET a=2*PI*10000
FOR I=3 TO n
   LET uu(i)=(u(i)+u(i-1)-uu(i-1)*(1-2/(t*a)))/(2/(t*a)+1) 
NEXT i
FOR I=3 TO n
   LET uuu(i)=(uu(i)+uu(i-1)-uuu(i-1)*(1-2/(t*a)))/(2/(t*a)+1) 
NEXT i
FOR I=3 TO n
   LET uuuu(i)=(uuu(i)+uuu(i-1)-uuuu(i-1)*(1-2/(t*a)))/(2/(t*a)+1) 
NEXT i

REM FOR I=3 TO m
REM  PLOT LINES:  i, u(i);
REM NEXT I

PLOT POINTS:0,0

REM FOR I=3 TO m 
REM PLOT LINES:  i, v(i);
REM PLOT LINES:i+1,v(i);
REM NEXT I

PLOT POINTS:0,0
FOR I=3 TO m
   PLOT LINES:  i, vvvv(i);
   PLOT LINES:i+1,vvvv(i);
NEXT I

PLOT POINTS:0,0
FOR I=3 TO m
   PLOT LINES:  i, uuuu(i);
   PLOT LINES:i+1,uuuu(i);
NEXT I

END

オーディオ用DAC TDA１５４１は何が良かったか？

１９８５年のフィリップスのマルチビットDAC　TDA1541

いったいなにが良かったのか？

TDA1541データシート

TDA1541 datasheet(5/12 Pages) PHILIPS | Dual 16-bit DAC (alldatasheet.jp)

　　　　　　　　　図１　TDA1541のブロック図

　　　　　図２　一般的なR2Rラダー方式のDACの基本回路

■結論

　マルチビットDACは、ｖｉｎｙｌレコードや真空管アンプやホーンスピーカーなどと同じように擬音が出ていて、それが心地よいのではないかと思われる。正確なのはΔΣDACなのである。正確では面白みがないのである。

■参考

聴きくべ

ＤＡＣ比較です。 どっちがいいですか？

■マルチビットDAC
https://youtu.be/_6YTFYSw6Uo?t=208
■ΔΣ１ビットMASH
https://youtu.be/_6YTFYSw6Uo?t=326

■MASHについて
https://sonofsamlaw.hatenablog.com/entry/2023/03/27/135459?_ga=2.172517027.1027946733.1679422595-714387351.1668997770

ヘッドフォンによる比較
https://youtu.be/FHoZVR3U-iQ?t=300

DAC 考察（１）: new_western_elec (way-nifty.com)

では、こうある！

ーーーー

■ワンビット系DAC

メリット・デメリットを挙げると、

マルチビットは、変換の直線性を保つのが難しく誤差を生じやすい。

その為DAC-ICを量産するという意味では難しい部分があり、価格が高めになってしまう。

サンプリング毎に、その瞬間の電圧や電流を表現可能で、時間的なズレ（遅延）が発生しないので、アタック音などが明確。　ガツンとくる音が表現できる。　音が太い、厚いと表現することもある。

対する1bit系は、⊿Σ変調（ノイズ・シェーピング）により１と０のみのPWMもしくは、PDMに変換しているので静特性において誤差が少なく直線性が良い。　量子化で発生する誤差の蓄積を次のサンプリングへと加算して行く。　その積み重なった誤差が量子化器の敷居を超えた時に初めて出力へと現れるという原理から、どうしても遅延が発生する。

ーーーー

うそだ！

おくれはない！

ΔΣDACに遅れはあるか？インパルス応答で調べた（2次） - SonofSamlawのブログ (hatenablog.com)

で示されている！

参考

PHILIPS LHH-1000 CDプレーヤーとDAコンバーター 音質比較 (att.ne.jp)

Philips - Photos of beautiful TDA1540, TDA1541 and TDA1547 based cdplayers like the CD960, CD880, LHH2000 - DutchAudioClassics.nl

憧れのＡｕｄｉｏ PHILIPS LHH1000 (fc2.com)

フィリップスCDP

Philips - Photos of beautiful TDA1540, TDA1541 and TDA1547 based cdplayers like the CD960, CD880, LHH2000 - DutchAudioClassics.nl

モーター往復回路

リミットSWを利用してDCモーター(12V）を往復させるにはどういっ... - Yahoo!知恵袋

リミットSWを利用してDCモーター(12V）を往復させるにはどういった回路にすればよろしいでしょうか？ リミットSW１が端まで行ったらSW１が押されDCモーターが逆回転し、SW１が離れても逆転したまま進み、また端に到達して今度はSW２が押され、正転して往復を繰り返すものになります。 既製品の回路があれば一番ですが、無ければどのようなリミットスイッチや回路を使うのか教えて頂きたいです。知識のある方よろしくお願いいたします。

■ロジックIC

HC74 datasheet(1/5 Pages) SLS | Dual D Flip-Flop with Set and Reset(High-Performance Silicon-Gate CMOS) (alldatasheet.jp)

TC74HC74AP/AF (akizukidenshi.com)

たぶんこうではないか？

　　

■モータドライブIC

TB6643KQ (akizukidenshi.com)

■回路図

半導体 ドナー準位の近似計算

ライター：mpcsp079さん（最終更新日時:2015/11/15）投稿日：2013/1/25    
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ドナー準位の近似計算をしてみました

参考
Ｓ．Ｍ．ジィー「半導体デバイス」産業図書

■孤立水素原子のエネルギー準位{ボーアモデル）

E=-mq^4/(8ε0^2*h^2*n^2)=-13.6/n^2(eV)

m: 自由電子の質量 0.91095*10^-30 (kg)
q: 素電荷 1.60218*10^-19 (C)
ε０： 真空の誘電率 8.85418*10^-12 (F/m)
h: プランク定数 6.62617*10^-34 (Js)
n: 主量子数

■検算 n=1 で
分子指数 ：-106 
分母指数 ：-92 
結果： -14

数字だけ
2.16*10^-4

つまり、Ｅ＝2.16*10^-18（Ｊ）

2.16*10^-18/(1.6*10^-19)=13.5 (eV)

合ってる（＾＾

■
＞ Si結晶の電子の有効質量をmn=0.32m、Si結晶中の比誘電率を12とする

Ｓｉの比誘電率をεｓｓとすると、基底状態（ｎ＝１）では

ED=E*mn/(m*εss^2)=0.03(eV)

となる。この値は、電子をドナー原子から自由にするためのエネルギーであるから、
伝導体の下とドナー準位の差としてよいと思います。

答は０．０３ｅＶーーーーーーーーー（答）です